并网逆变器孤岛检测技术研究_本科毕业设计论文.doc

燕山大学毕业设计（论文）任务书学院： 系级教学单位：电气工程及其自动化系 学号学生姓名专 业班 级题目题目名称并网逆变器孤岛检测技术研究题目性质1.理工类：工程设计 （ ）；工程技术实验研究型（ ）；理论研究型（ ）；计算机软件型（ ）；综合型（ ）。2.管理类（ ）；3.外语类（ ）；4.艺术类（ ）。题目类型1.毕业设计（ ） 2.论文（ ）题目来源科研课题（ ） 生产实际（ ）自选题目（ ） 主要内容1查阅资料，掌握分布式发电系统及孤岛的概念2使用光伏并网系统孤岛检测方法检测孤岛3用matlab软件对孤岛检测方法进行仿真研究。基本要求1 对分布式发电系统进行孤岛检测，2 设计检测方案，并进行仿真研究，3a0图纸一张，论文一本。参考资料1电力电子技术 （第四版）；2张超等.一种新颖的光伏并网系统孤岛检测方法.电力电子技术，2007，41（11），97-993. 殷桂梁等.分布式发电系统孤岛检测方法研究。电子测量技术，2007，30（1）：16 周 次14周58周912周1316周1718周应完成的内容查阅文献，翻译外文资料研究孤岛检测方法，使用新颖的光伏并网系统孤岛检测方法检测孤岛设计孤岛检测方案系统仿真研究整理数据及撰写论文指导教师：职称： 2010年12月 20 日系级教学单位审批： 年 月 日摘要摘要目前，光伏发电等分布式发电系统逐渐进入人们视野，并网发电模式由于低耗高效，让人们逐渐意识到了它的价值。但是，并网运行模式会带来孤岛现象，这对负载、逆变电源和人生安全构成了危险。所以，在电网发生故障时，及时、准确地检测孤岛效应，对并网发电的光伏系统具有重要意义。本文分析了孤岛效应产生的原因、对电网的危害和目前各种常用的被动和主动及外部孤岛效应的检测方法。介绍了光伏并网发电系统的背景及检测出孤岛状态的重要性。讨论研究了逆变器主电路的拓扑形式，并根据实际情况，选择了无变压器的两级结构。讨论确定了逆变器输出电流的控制方式，并最终确定了光伏并网发电系统的总体方案。通过讨论系统的控制方法，最终选择了三角波比较法实现系统控制.随着高性能dsp的出现，使得一些先进的控制策略应用于光伏并网的控制成为可能。本文以dsp芯片tms320f2407a为核心，实现系统的硬件控制。应用matlab搭建了整个电路模型，进行了仿真实验研究。最终，根据本文涉及的光伏并网发电系统的特点，采用了带正反馈频率偏移法检测孤岛的存在，并给出了逆变器的反孤岛效应模型和仿真实验结果。仿真结果证明，该方法是可行的，并且达到了ieee std2000-929标准的规定。关键词:单相全桥逆变器； 孤岛检测； dsp； matlabi 燕山大学本科生毕业设计（论文）abstractnowadays, with the rapid development of distributed power generation，such as photovoltaic, grid-connected run mode has more and more showed it is virtue. but me islanding phenomenon grid-connected run mode brings has hazar- ds to 1oad, inverter and 1ife safety. so, anti-islanding is the key problem for pohotovoltaic grid-connected power generation system the paper analyzes the causes and effects as well as detection methods used now, such as passive and active and external islanding detection methodsintroduced the photovoltaic power generation system to detect the background and the importance of island states.this paper discusses the topology of the main circuit of the inverterin accordance with the actual situation，it is better to choose two stages transform structure. this paper discusses control mode of output current of the inverter and then determines the overall program of grid-connected pv system.from the discussed of control system, the final choice of triangular wave comparison method to achieve system control. with the development of digital signal processors(dsp)，it is possible that some advanced control strategies can be applied to the grid-connected pv system. this paper takes digital signal processor tms320lf2407a from ti company as core cell of control circuits. matlab are used to build the whole circuit model and the simulation studylastly, according to the features of the system designed this paper, with a positive feedback using the frequency shift detected the presence of islands and then this paper builds the matlab model based on the method and carries out the simulationthe simulation result shows that the method is feasible and up to the demand of ieee std2000929keywords: single-phase full-bridge inverter；islanding detection；dsp； matlabiii 目 录摘要iabstractii第一章 绪论11.1 研究背景11.2 孤岛研究的意义11.3 孤岛研究的发展21.4 课题研究的内容及主要解决问题4第二章 主电路的设计及仿真52.1 并网逆变器的拓扑52.1.1 低频环节并网逆变52.1.2 高频环节并网逆变62.1.3 非隔离型并网逆变62.2 并网逆变系统的选择及其工作原理72.2.1 boost电路72.2.2 单相全桥逆变电路92.3 滤波电路参数设计112.4 开关元件选择122.5 逆变器的建模132.6 开环系统仿真162.7 本章小结17第三章 控制电路的设计193.1 单相并网逆变的控制设计193.2 并网逆变的电流跟踪控制方式203.2.1 滞环控制电流瞬时值比较方式203.2.2 定时控制的电流瞬时值比较方式213.2.3 应用三角波比较的电流跟踪方式213.3 单极性spwm控制方式223.4 改进型并网逆变电流跟踪方式243.4.1 电网电压前馈补偿253.4.2 pi调节器263.4.2.1 控制系统的动态性能指标263.4.2.2 调节器结构的选择273.4.2.3 调节器参数的设计283.5 闭环控制系统的仿真293.6 本章小结31第四章 孤岛效应及其检测334.1 孤岛效应及其负面影响334.2 孤岛检测标准334.2.1 电压和频率触发标准334.2.2 孤岛分析模型344.3 本设计所采用的孤岛检测方法344.3.1 孤岛检测方法344.3.2 本系统的孤岛检测法354.4 系统仿真364.4.1 系统仿真模型364.4.2 仿真结果374.4.3 孤岛检测流程图394.5 本章小结39结论41参考文献43致谢45附录1 开题报告47附录2 中期报告51附录3 英文翻译原件57附录4 英文翻译6335第一章 绪论 第一章 绪论1.1 研究背景能源与环境是二十一世纪人类所面临的重要基本问题。人类生存严重依赖的石油、天然气按目前速度仅能使用几十年，原煤仅能使用二百年，这些一次能源最终将走向枯竭，人类必须及早寻求新的替代能源。另一方面，大量使用化石能源,已经造成极为严重的大气污染，每年有数十万吨硫等有害物质排向天空，大量排放的co2等温室气体使得地球表面气温逐年升高，如果不加控制，温室效应将使南、北两极的冰山融化，这可能会使海平面上升几米，四分之一的人类生活空间将由此受到极大威胁。我国正处在经济转轨和蓬勃发展时期，但能源问题严峻，由于城市中大量使用化石能源，环境持续恶化。2000年世界卫生组织公布的世界上污染最严重的十大城市中，中国占了8个。另一方面，我国具有丰富的太阳能资源，日照时数大于2000h、太阳能总辐射量高于5016mj(m2a)的地方约占全国总面积的三分之二以上，尤其是西部地区有很大的潜力。在这些地方发展并网发电计划，对于缓解当地的能源贫乏情况，提高当地人们生活水平有着极其重要的意义1。我国也是一个人口大国,人均能耗的微小增长就会汇积成庞大的供电需求，电力紧张成为伴随经济发展如影随形的制约。世界范围内的新能源开发利用热潮、分布式供电体系以及微型电网的出现为解决能源与环境问题带来了新的希望，这些分布式供电系统虽然普遍装机容量较小，但依托当地天然资源的优势实现减排或零排放，开发过程清洁环保；靠近用户，电力变换、远距离传输等带来的电能损耗被大大减小，总效率提高。但随着光伏并网发电系统的不断发展,检测出电网断开后的孤岛状态变得极其的重要。1.2 孤岛研究的意义随着传统能源的不断枯竭，新兴能源发展迅速，如光伏发电、燃料电池等分布式发电技术。为了充分利用这些分布式发电技术的优点，满足用户对电能日益增长的需要，保证用电的可靠性和电能质量，可将这些系统接成并网运行模式。然而，由于故障或维护造成的有意或无意的主电网掉电，使得局部电网供用电不平衡，会产生严重的后果：(1)孤岛中的电压和频率无法控制，可能对用户设备造成损坏；(2)孤岛中的线路仍然带电，可能对维修人员造成危险；(3)非同相合闸时，可能会造成线路再次跳闸，或者对逆变电源和其他与其相连的设备造成损坏；(4)如果负载容量与逆变器容量不匹配，容易对逆变器造成损坏。所以，不管是从安全性，还是可靠性方面考虑，分布式发电系统都应具备防止孤岛产生的能力。1.3 孤岛研究的发展所谓孤岛状态是指包含有负载和逆变电源的局部电网从主电网中脱离出来，并且在此局部电网中，逆变电源持续给负载供电的一种电气现象。如图1-1所示，当断路器断开后，它的左边系统就处于孤岛状态。图1-1 逆变电源并网系统国内外许多专家学者提出了多种检测方法，大体可分为两类：被动式孤岛检测和主动式孤岛检测。被动式检测法有过欠电压、频率检测法、电压谐波检测法等；主动式检测法有自动频率漂移法，滑差式频率位移法，无功补偿检测法，电压不平衡电流总谐波失真检测法等等。被动式检测法检测盲区较大，主动式检测法输出谐波较大或控制算法过于复杂在实际应用中难以实现,但减小了检测盲区得到了广泛的运用。1） 被动式检测方法即仅监测电压电流等电量的变化而不实施主动扰动，包括：（1） 检测公共点电压和频率，根据电压、频率是否超出正常范围的（uv/ov：电压低/电压高；uf/of：频率低/频率高）来判断电网的存续状态。这是孤岛检测中最常用的指标，不需外加任何硬件，但如果不与其它技术配合，会有较大检测盲区。（2） 检测电压相位跳变检测公共点电压相位是否有跳变，从而判断电网是否被断开。该方法有检测盲区，且阈值难以整定（容、感性负载投切、电机负载启动等都可能产生较大的电压相位跳变），在缩小孤岛检测盲区与减少误动作方面难以两全。（3） 检测谐波的变化通过检测公共点电压谐波的变化来判断孤岛。该方法也存在检测盲区和阈值难于整定的问题，例如本地负载含非线性负载时，这将会导致thd的明显变化；而对高品质因数rlc负载，其滤波特性能使失压后的电压谐波也保持在低水平，增加了判别孤岛的难度。被动式孤岛检测方法的共同缺点是：阈值难以整定、有检测盲区。2） 主动式检测方法为弥补被动式检测的不足，人们提出了多种主动式方法来提高孤岛检测的准确率，主要有：（1） 对有功功率实施扰动对逆变器的输出电流幅值进行间歇性扰动，使输出有功功率变化，监测公共点电压是否随之变化，从而判断电网是否失压。不足：多个光伏系统并网时，扰动不同步会使检测的准确性大受影响；即使同步问题能得到较好解决，在多光伏系统并网运行时由于输出功率变化大，也有可能造成电压闪变和电网不稳。（2） 主动移频偏移技术5即对逆变器输出电流的相位（频率）施加扰动。当电网正常时公共点频率和相位受电网电压的钳制，扰动对电压不起作用，一旦电网被断开，按正反馈控制的扰动量会把公共点频率推离正常范围，从而判断出孤岛。该办法有较高的准确性，有检测盲区小、易于实现等优点。该技术的检测盲区主要集中在负载品质因数q较高、光伏逆变器输出有功/无功与本地负载消耗的有功/无功相匹配的情况中。（3） 输出电压正反馈对逆变器的输出电流构造正反馈，根据公共点电压的波动修改电流给定，使电压越高，电流给定越大。这样在电网断开后，逆变器的输出电压波动因电流给定的改变被人为放大，从而偏离正常范围，检测出孤岛状态。1.4 课题研究的内容及主要解决问题本文主要是针对单相并网逆变器孤岛检测技术进行研究，包括对其主电路,控制电路及其孤岛检测方法进行设计和分析。主要解决的问题有:(1) 并网逆变系统方案的选择，并对其工作原理进行分析，同时也对滤波电路参数进行设计，建立仿真模型。(2) 对控制环节进行设计，包括对各种控制方式进行分析，选择适合的控制方式，对控制电路设计，并进行参数计算。建立仿真模型验证参数和方法的可行性。(3) 分析现有孤岛检测的特点和存在的问题，选择一种可行的检测方法。并建立仿真模型，验证方案的可行性。(4) 基于dsp实现系统控制。(5) 学习matlab仿真软件。第二章 主电路的设计及仿真 第二章 主电路的设计及仿真2.1 并网逆变器的拓扑针对并网逆变技术的现状和发展趋势，具体比较逆变器结构拓扑如下,根据输入输出隔离变压器的类型3可以分为低频环节并网逆变、高频环节并网逆变以及非隔离型并网逆变。2.1.1 低频环节并网逆变a. 电路结构低频环节并网逆变器结构如图2-1所示，该电路结构由工频或者高频逆变器、工频变压器以及输入、输出滤波器构成。图2-1 低频环节并网逆变器电路结构b. 拓扑族低频环节并网逆变器可以由方波、阶梯波合成、脉冲调制等逆变器来实现.其中拓扑族包括半桥式、全桥式等电路，如图2-2所示。(a) 半桥(b) 全桥图2-2 低频并网逆变器拓扑图这类低频环节并网逆变器具有电路结构简洁、双向功率流、单级功率变换、高效率、变压器体积和重量大、音频噪音大等特点。2.1.2 高频环节并网逆变高频环节并网逆变器电路结构如图2-3所示，该电路结构由高频逆变器、高频变压器、整流器、极性反转逆变桥以及输入、输出滤波器构成。图2-3 高频环节并网逆变器电路结构2.1.3 非隔离型并网逆变对于非隔离型并网逆变通常是需要通过无变压器隔离的dcdc变换器将很低的输入电压变换为高压输出供逆变桥使用，电路如图2-4所示。图2-4 非隔离型并网逆变结构图2.2 并网逆变系统的选择及其工作原理经过方案的比较论证，本设计初步决定采用无变压器的两级结构，前级dcdc变换器和后级的dcac逆变器，两部分通过dclink相连。前级dcdc变换器，可选择的型式有半桥式、全桥式、推挽式和boost式，考虑到输入电压较低，如采用半桥式则开关管电流变大，输出电压太低；而采用全桥式则控制复杂，开关管功耗增大，因此这里采用结构简单，控制方便的boost升压电路4，它根据电网电压的大小使在不同天气条件下的输入电压达到一个合适的水平，同时在低压情况下实行最大功率点的跟踪，增大光伏系统的经济性能。后级的dcac逆变器，采用单相逆变全桥，作用是将dclink直流电转换成220v50hz正弦交流电，实现逆变向电网输送功率。dclink的作用除了连接dcdc变换器和dcac逆变器，还实现了功率的传递。2.2.1 boost电路(1) 电路原理图boost电路由开关管q1，二极管d，电感l，电容c组成，完成将太阳能电池输出的直流电压升压到，其原理图如图2-5所示：图2-5 boost 电路图(2) 工作过程当开关管q1导通时，二极管反偏，于是将输出级隔离，由输入端向电感器供应能量，当开关管q1断开时，输出级吸收来自电感器和输入端的能量。如图2-6所示：图2-6 boost 电路的工作过程(3) 工作原理根据电感电流在周期开始是否从零开始，是否连续，可分为连续的工作状态或不连续的工作状态两种模式。由于电路在断续工作时电路，电感电流的不连续，就意味着太阳能输出的电能在每个周期内都有一部分被浪费掉了，而且纹波也会大些。因此电路的参数的选择应让电路工作在连续导电的模式下，如图2-7所示boost电路在连续导电模式下的稳态波形：图2-7 boost 电路连续导电时的稳态波形2.2.2 单相全桥逆变电路(1) 电路原理图图2-8 单相全桥逆变电路逆变电路根据直流侧电源性质的不同可分为两种:直流侧是电压源的称为电压型逆变电路；直流侧是电流源的称为电流型逆变电路。它们也分别被称为电压源型逆变电路和电流源型逆变电路。本论文采用了电压型逆变电路,即是单相全桥逆变电路,原理图如2-8所示。电压型逆变电路有以下主要特点:(1) 直流侧为电压源,或并联有大电容,相当于电压源。直流侧电压基本无脉动,直流回路呈现低阻抗。(2) 由于直流电压源的钳位作用，交流侧输出电压波形为矩形波，并且与负载阻抗角无关，而交流侧输出电流波形和相位因负载阻抗情况的不同而不同。(3) 当交流侧阻感负载是需要提供无功功率，直流侧电容起缓冲无功能量的作用。为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各桥臂都并联了反馈二极管。(2) 工作原理如图2-8所示为以绝缘栅双极性晶体管(igbt)为主开关器件的单相全桥逆变器主电路图，其中，为交流输出电感，为直流侧支撑电容，也即前级boost电路的输出电容，t1t4是主开关管igbt，d1d4是其反并联二极管，对四个开关管进行适当的pwm控制，就可以调节输出电流为正弦波，并且与电网电压保持同相位，达到输出功率因数为l的目的。它是由两个桥臂并联组成的，因此这种桥式拓扑，仍属于升压式结构。其启动的先决条件是直流侧滤波电容预先充电到接近电网电压的峰值，而欲使电感电流能按照给定的波形和相位得到控制，必须保证在运行过程中，直流侧电压不低于电网电压的峰值，否则，续流二极管将以传统的整流方式运行，电感电流不完全可控。图2-9 系统主电路图最终本设计简化了系统结构,前级boost升压部分直接用直流电源代替，且逆变器输出滤波部分采用lc滤波电路结构，并网下的系统主电路的电路结构如上图2-9所示。2.3 滤波电路参数设计本论文选择开关频率, 则逆变器输出电压的实际载波频为。直流侧电压,逆变电路输出功率为1kw。独立运行模式lc滤波器的设计取决于电路的载波频率、最大输出电压纹波和电流纹波,同时对通过滤波器的高频电流需要进行限制以减小损耗和emi的。滤波电路参数设计如下1:首先，lc滤波器作为低通滤波器，频率高于其谐振频率的高次谐波将以-40dbdec衰减，为了实现对开关次谐波的抑制，其谐振周期一般设计为510倍的电路载波周期，即有下式成立。 (2-1) 其次，根据滤波电感的纹波电流确定滤波电感量的大小，已知电感的纹波电流计算公式为 (2-2)根据单极性spwm原理可知，在开关频率远远大于工频频率的条件下，可以得到每个开关周期的占空比为 (2-3)将式( 2-3 )代入式( 2-2 )可得 (2-4)由(2-4)可知,当=/2时,有最大值,即 (2-5)所以可以取 (2-6)根据的取值可确定滤波l的取值。若将滤波电感电流纹波近似看作正弦波且假设均由滤波电容吸收，则输出电压纹波的最大值应为 (2-7)将式(2-5)代入(2-7)可得 (2-8)因此，为限制电压纹波，要求 (2-9)根据已选取的电感l的值，再结合式(1)和(9)的要求，即可确定滤波电容c的取值。取电感电流纹波为20的额定电流，在要求逆变器输出220v1kw条件下，设计得到为0.909a，由式(2-6)得l275mh，取45mh。取输出低通滤波器截止频率小于最低次高次谐波的110，由(1)得lc1.58x；输出电压纹波控制在15以下，又由式(2-9)得lc3.04x，因此c0.998uf，可取8uf。2.4 开关元件选择逆变电源的主功率元件的选择至关重要，目前使用较多的功率元件有达林顿功率晶体管(bjt),功率场效应管(mosfet)，绝缘栅极晶体管(igbt)和可关断晶闸管(gto)等,在小容量低压系统中使用较多器件为mosfet，因为mosfet具有较低的通态压降和较高的开关频率，在高压大容量系统中一般均采用igbt模块，这是因为mosfet随着电压的升高其通态电阻也随之增大，而igbt在中容量系统中占有较大的优势，而在特大容量(100kva以上)系统中，一般均采用gto作为功率元件。随着针对于光伏系统的功率模块的发展，主电路元器件选择功率模块也是一个比较有前景的。因此针对本电路的特点，在此选用igbt作为开关元件。2.5 逆变器的建模三相逆变器采用三相半桥逆变拓扑,主要由直流侧、逆变桥及输出l-c滤波器组成，如图2-10所示。在这种电路中,直流母线(电池)中点作为输出的零线,输出为三相四线制,这种三相半桥结构可以很好地与前级三相三电平pfc电路结合起来。由于三相之间没有耦合关系，因而控制相对比较简单,单相逆变器的控制方法可以直接用在这里。一般采用单电压环或电压电流双环的控制方式16。图2-10 三相半桥逆变器主电路拓扑图由于三相半桥电路的每一相都是独立的,相互之间不存在耦合关系，因而可以把三相逆变器看成是三个输出电压相位互差120的单相半桥逆变器的组合在一起。所以在分析被控对象模型时,可以以单相半桥式电路来分析。单相半桥式电路如图2-11所示,图中e1、e2表示正、负直流母线电压；s1、s2为半导体开关器件;l为输出lc滤波器的滤波电感,r为其等效串联电阻,c为lc滤波器的滤波电容；r为负载。图2-11单相半桥式电路在逆变器电路控制模型中,参数正弦波和三角波比较得到的脉冲去控制各功率开关器件。由于开关状态时不连续的,分析室我们采用状态空间平均法。状态空间平均法是基于输出频率远小于开关频率的情况下,在一个开关周期内，用变量的平均值代替其瞬时值，从而得到连续状态空间平均模型。图2-12 spwm调制示意图由图2-12可以推出电压和a、 b两点电压之间的传递函数。 (2-10)当忽略滤波电感的等效串联电阻r时,式(2-10)可简化为(2-11)双极性spwm调制时,可以表示为 (2-12) 式中,s为开关函数。当s1(或vd1)导通时，s=1；当s2(或vd2)导通时，s=0。显然,由于开关函数s的存在,式(2-12)中不连续.对式(2-12)求开关周期平均,得到 (2-13) 这里表示的开关周期平均值.而s的开关周期平均值 (2-14)式中,d(t)为占空比。由图2-10得到 (2-15)式中，为参考正弦波信号；为三角在波峰值.把(2-15)代入式(2-13)有: (2-16)所以有 (2-17) 因此,从调制解调器输入至逆变桥输出的传递函数为 综上所述逆变器传递函数为: 2.6 开环系统仿真开环系统仿真模型:如下图2-13.图2-13 开环系统仿真模型开环系统仿真结果:图2-14 开环系统仿真结果2.7 本章小结本章主要是针对主电路进行设计。首先对并网逆变器的拓扑进行了介绍， 根据输入输出隔离变压器的类型分为低频环节并网逆变、高频环节并网逆变和非隔离型并网逆变。通过对其各自的优缺点进行比较，选择了主电路的结构。本论文初步选着了无变压器的两级结构，前级为dcdc变换器，后级为dcac逆变器，分别对升压斩波电路和单相全桥逆变电路的工作原理及其工程进行了分析。boost变换器主要是将光伏电池的直流电压进行升压，然后将直流电送入逆变器，得到与电网电压同频同相的交流电。最后结合课题要求简化了模型，将变换器部分直接用直流电源代替。逆变器环节选用单相全桥逆变器，如图2-9所示,设计出了最终的主电路结构。然后对滤波器和开关管进行了选着，详细的计算了滤波电感l和滤波电容c。接着针对逆变器,对其进行了建模得到逆变器的传递函数。这将在下一章的控制设计中用到。运用matlab中的电气系统库，可以快速地完成对主电路系统进行建模、仿真和分析。仿真结果可以通过示波器即时反映各量的变化趋势，能够清楚地观察所有变量的变化趋势，实现动态监测。从所得仿真曲线可知，本文中的逆变器输出电流和电压皆为标准正弦波,满足设计要求。第三章 控制部分的设计 第三章 控制电路的设计3.1 单相并网逆变的控制设计1单相并网逆变的控制目标单相并网逆变的控制目标是：控制逆变电路输出的交流电流为稳定的高质量的正弦波，且与电网电压同频、同相。并网工作方式下的等效电路和电压电流矢量图见图3-1和图3-2,图中为逆变电路交流侧电压，为电网电压，因为电感l的存在，两者之间有相位差。只要在实际控制中满足这种相位关系，就可以成功实现输出电流与电网电压同频同相。图3-1 并网逆变器逆变侧的等效电路图3-2 逆变器的并网矢量图2并网逆变控制方式并网逆变按控制方式分类，可分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制和电流源电流控制四种方法。以电流源为输入的逆变系统，直流侧需要串联一个大电感提供较稳定的直流输入，但由于这一大电感往往会导致系统动态响应差，因此当前世界范围内大部分的并网逆变器均采用电压源输入为主的方式。逆变系统与市电并联运行的输出控制可分为电压控制和电流控制。市电系统可视为容量无穷大的定值交流电压源，如果并网逆变系统的输出采用电压控制，则实际上就是一个电压源与电压源并联运行的系统，这种情况下要保证系统的稳定运行，就必须采用锁相控制技术以实现与市电同步。在稳定运行的基础上，可通过调整逆变系统输出电压的大小及相移以控制系统的有功输出和无功输出。但由于锁相回路的响应较慢、逆变系统输出电压值不易精确控制、可能出现环流等问题，如果不采取特殊措施，一般来说同样功率等级的电压源并联运行方式不易获得优异性能。如果逆变系统的输出采用电流控制，则只需控制逆变系统的输出电流以跟踪市电电压，即可达到并联运行的目的。由于其控制方法相对简单，因此使用比较广泛。本文所设计的光伏并网逆变器就是采用电压源输入、电流源输出的控制方式。3.2 并网逆变的电流跟踪控制方式3.2.1 滞环控制电流瞬时值比较方式采用滞环比较器的瞬时值比较方式原理图见图3-3。将参考电流和实际并网电流进行比较，两者的偏差出作为滞环比较器的输入，通过滞环比较器产生控制主电路中开关通断的pwm信号，该pwm信号经驱动电路控制功率器件的通断，从而控制并网电流的变化。图3-3 采用滞环比较器的瞬时值比较方式原理图这种控制方案具有如下特点：( 1 ) 硬件电路简单易控；( 2 ) 属于实时控制，电流响应快；( 3 ) 不用载波，输出电压中不含特定频率的谐波分量；( 4 ) 若滞环的宽度固定，电流跟随的误差范围是固定的，但开关器件的开关频率却是变化的，这将导致电流频谱较宽，增加了滤波器设计的难度，可能会引起间接的谐波干扰。3.2.2 定时控制的电流瞬时值比较方式使用由时钟定时控制的比较器代替图3-3中的滞环比较器，得到定时控制的电流瞬时值比较方式原理图，见图3-4。该控制方式每个时钟周期对偏差值判断一次，使得pwm信号至少一个时钟周期才会变化一次。该方式可以避免器件开关频率过高的情况发生。与滞环方式相比，这种方式的电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度要低一些。图3-4 定时控制的电流瞬时值比较方式原理图3.2.3 应用三角波比较的电流跟踪方式三角波比较方式的电流跟踪方式原理图见图3-5，它将参考电流和并网电流进行比较，两者的偏差经放大器a后与三角波进行比较，以输出pwm信号。放大器a多采用比例或比例积分放大器。图3-5 三角波比较方式的电流跟踪方式原理图这种电流控制方式具有如下特点：( 1 ) 软硬件实现相对复杂；( 2 ) 输出电压中含有主要与三角载波相同频率的谐波；( 3 ) 功率器件的开关频率固定地等于三角载波的频率；( 4 ) 电流响应相对于瞬时值比较方式为慢。本文实际采用的是跟踪实时电流的三角波比较方式。3.3 单极性spwm控制方式单相并网逆变系统等效电路图见图3-6。其中：l为滤波电感，是滤波器的内部电阻；为电网电压；为直流侧电压。图3-6 单相井网逆变系统等效电路图单极性正弦脉宽调制17的功率开关切换可分成正、负半周，负半周除了的电压极性与正半周相反外，其余动作原理与正半周是相同的。如图3-7是采用igbt作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。设负载为阻感负载，工作时v1和v2的通断状态互补,v3和v4的通断状态也互补。具体的控制规律如下:在输出电压的正半周,让v1保持通态,v2保持段态，v3和v4交替通断,由于负载电流比电压滞后,因此在电压正半周,电流由一段区间为正,一段区间为负.在负载电流为正的区间,v1和v4导通时,负载电压等于直流电压；v4关断时,负载电流通过v1和续流， =0.在负载电流为负的区间,仍为v1和v4导通时,因为负,故实际上从和流过，仍有；v4关断,v3开通后, 从v3和续流, =0。这样, 总可以得到和零两种电平.同样,在的负半周,让v2保持通态,v1保持断态,v3和v4交替通断,负载电压可以得到和零两种电平。图3-7 单相桥式pwm逆变电路控制v3和v4通断的方法如图3-8所示，调制信号为正弦波,在波在的正半周为正极性的三角波，在的负半周为负极性的三角波。在和的交点时刻控制igbt的通断.在为正半周,v1保持通态,v2保持断态，当时使v4导通，v3关断， ；当时使v4关断,v3导通，=0.在的负半周，v1保持断态,v2保持通态。当时使v3关断v4导通，=0。这样，就得到了spwm波形的。图中的虚线表示中的基波分量.像这种在的半个周期内三角载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化,所得到的pwm波形只在单个极性范围变化的控制方式称为单极性pwm控制方式.。如图所示即为由spwm得到的单极性脉冲电压的波形。图3-8 单极性pwm控制方式波形系统由于采用的是单极性调制方式，并网逆变器同一桥臂的上、下两个功率器件交替通断，处于互补的工作方式。每半个基波周期内逆变电压方向不变，极性在“零”和“正”之间跳变。从图中可以看出在一个基波周期内矩形脉冲数目相同，但在一个基波周期内的脉冲数是和的2倍，也就是说输出电压脉冲的频率是开关频率的2倍，产生了倍频现象。因此，单极性调制的倍频现象能使逆变器输出电压的脉冲数倍加，这有利于减小系统谐波，减少对外部的干扰。3.4 改进型并网逆变电流跟踪方式本文设计中采用的改进型spwm并网逆变电流跟踪方式的控制系统框图见图3-9。图3-9中是电流给定信号，是实际的并网电流，是pi调节器传递函数,是逆变器传递函数,是滤波环节传递函数， 为前馈补偿环节传递函数。图3-9 控制系统框图由前章节的分析可得逆变器传递函数为: (3-1)滤波环节传递函数为: (3-2)pi调节器的传递函数为: (3-3)并网系统的开环传递函数为: (3-4)3.4.1 电网电压前馈补偿在并网系统中，电网电压可视为扰动信号，如不考虑采用电网电压的前馈补偿，则电网电压对并网电流的影响可以用下式表示： (3-5)若考虑用电网电压的前馈控制，则电网电压对并网电流的影响可以用下式表示： (3-6)其中：是电网电压前馈补偿后的开环传递函数。在上式中，若令,则有: 由此可以看出：通过电网电压的前馈控制，可以使得电网电压对输出电流的影响为零，从而在理论上达到了全补偿的要求。简单的说就是在系统中加入电压前馈补偿可以减少电网电压对并网电流的影响。3.4.2 pi调节器3.4.2.1 控制系统的动态性能指标生产工艺对控制系统动态性能的要求经折算和量化后可以表达为动态性能指标。自动控制系统的动态性能指标包括对给定输入信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的抗扰性能指标。1. 跟随性能指标在给定信号或参考输入信号的作用下,系统输出量的变化情况可用跟随性能指标来描述。当给定信号变化方式不同时,输出响应也不一样。通常以输出量的初始值为零时给定信号阶跃变化下的过渡过程作为典型的跟随过程,这时的输出量动态响应称作阶跃响应.通常的阶跃响应跟随性能指标有上升时间、超调量和调节时间。( 1 )上升时间 在阶跃响应过程中表示的稳态值。在跟随过程中,输出量从零起第一次上升到所经过的时间称作上升时间,它表示动态响应的快速性。( 2 ) 超调量与峰值时间 在阶跃响应过程中,超过以后,输出量有可能继续升高,到达峰值时间时达到最大值,然后回落. 超过稳态值的百分数叫做超调量，即超调量反映系统的相对稳定性.超调量越小,相对稳定性越好.( 3 )调节时间 调节时间又称过渡过程时间,它衡量输出量整个调节过程的快慢.理论上,线性系统的输出过渡过程要到才稳定,但实际上由于存在各种非线性因素,过渡过程到一定时间就终止了,为了在线性系统阶跃响应曲线上表示调节时间，认定稳态值上下(或取)的范围为允许误差带，将输出量达到并不在超出该误差带所需的时间定义为调节时间。显然，调节时间既反映了系统的快速性,也包括着它的稳定性。2. 抗干扰性能在控制系统稳定运行中，突加一个是输出量降低的扰动量f以后，输出量由降低到恢复的过渡过程是系统典型的抗扰过程，常用的抗扰性能指标为动态降落和恢复时间。( 1 ) 动态降落 系统稳定运行时，突加一个约定的标准负扰动量，所引起的输出量最大降落值称作动态降落。一般用占输出量原稳态值的百分数来表示.输出量在动态降落后逐渐恢复，达到新的稳态值,()是系统在该扰动作用下的稳态误差,即静态。动态降落一般都大于稳态误差。调速系统突加额定负载扰动是转速的动态降落称作动态速降。( 2 ) 恢复时间 从阶跃扰动作用开始,到输出量基本上恢复稳态，距新稳态值之差进入某基准值的(或取)范围之内所需的时间，定义为恢复时间。称作抗扰指标中输出量的基准,视具体情况选定。如果允许的动态降落较大,就可以新稳态值作为基准值。如果允许的动态降落较小，例如小于5%(这是常有的情况),则按进入范围来定义的恢复时间只能为零，就没有意义了,所以必须选择一个比稳态值更小的作为基准。3.4.2.2 调节器结构的选择在控制系统中，大部分控制对象配以适当的调节器，就可以校正成典型系统。采用工程设计方法设计调节器时,应该首先根据控制系统的要求,确定要校正成哪一类典型系统。型和型系统的名称本身就说明了它们在稳态精度上的区别。除此之外，如果系统主要要求有良好的跟随性能，可按典型型系统设计；如果系统主要要求有良好的抗扰性能，则应首选典型型系统。如果既要抗扰能力强，又要阶跃响应超调小，似乎两类系统都无法满足。实际上，在突加阶跃给定后的相当一段时间内，调节器的输出可能是饱和的，这就与前面假定的线性条件不一致，按有关的超调量数据也就不适用了。这就是说，考虑到调节器饱和的非线性因素，实际系统的超调量并没有按线性系统计算出来的那样大，应该另行计算。确定了要采用那一种典型系统之后,选择调节器的方法就是把控制对象与调节器的传递函数相乘，匹配成典型系统.如果匹配不成，则可先对控制对象的传递函数做近视处理,再与调节器的传递函数配成典型系统的形式。本论文重点要求系统具有良好的跟随性能,对逆变器输出电流实施跟踪,故最终将系统调节成典型型系统。3.4.2.3 调节器参数的设计对于典型型系统，具体选着参数时,如果工艺上主要要求动态响应快,则,把k选大一些;如果主要要求超调小,可取,把k选小一些；如果要求无超调,则,；无特殊要求是,可取折中值，即,此时略有超调()。在图3-9中，由于采用了电网电压前馈。补偿了电网电压对于输出电流的影响，所以电流控制可以简化为不含电网电压扰动的环节，见图3-10。系统在不加pi控制器的情况下的开环传递函数为： 系统在加pi控制器的情况下的开环传递函数为： 图3-10 加入了前馈补偿的等效控制框图令,则 可得到系统的闭环传递函数为:与标准二阶系统进行比较:由第一章知道取三角在波峰值 ,则可得 .于是可以得到: (3-7) (3-8)由上式可得:代入参数: 可得: 最终可得到 , 3.5 闭环控制系统的仿真为了对并网逆变系统重要观测点的电压和电流有直观的认识，本文采用matlab 78中power system blockset功能模块14，建立了电流型单相并网逆变系统在闭环控制状态下的simulink仿真模型，见图3-11。将上一章中的开环系统加入控制环节，控制逆变器输出电流为标准正弦量，且与电网电压达到同频率同相位，然后与电网一起共同为负载供电。在此模型中，将参考电流与电网电压的相位频率设为一致，即默认参考电流已经跟踪上电网电压的频率和相位。图3-11 闭环系统仿真模型图4.3中,pwm为系统的pwm波形产生模块,signals(s)端输入调制信号；universal bridge设置为全桥逆变模块；利用ac作为电网电压，它的峰值设置为市电电压的倍；pll为锁相模块, 光伏并网要求并网逆变器输出电流和电网电压之间保持一定相位关系， 保证送入电网功率因数为1。并网系统不对电网产生污染，因此有必要在并网系统中设置锁相环节,确保逆变器输出正弦电流和电网相电压同频同相。在仿真模型中带入滤波器参数lc和pi调节器参数，得到仿真结果如图3-12所示。图3-12 闭环系统仿真结果图3-12为闭环系统在0.1s内的逆变器输出电流曲线和电网电压曲线，从曲线可以知道逆变器输出正弦电流和电网电压同频同相，达到了论文要求。3.6 本章小结本章主要是讨论了控制系统的设计,首先介绍了单相并网系统控制的目标和三种控制方式,