第五章-低噪声放大电路设计

第5章低噪声放大电路设计5.1低噪声放大器设计理论基础5.1.1随着通讯工业的飞速发展，人们对各种无线通讯工具的要求也越来越高，功率辐射小、作用距离远、覆盖范围大已成为各运营商乃至无线通讯设备制造商的普遍追求，这就对系统的接收灵敏度提出了更高的要求，众所周知，系统接收灵敏度的计算公式如下：S=-174+NF+10㏒BW+S/N（1）由上式可见，在各种特定（带宽、解调S/N已定）的无线通讯系统中，能有效提高灵敏度的关键因素就是降低接收机的噪声系数NF，而决定接收机的噪声系数的关键部件就是处于接收机最前端的低噪声放大器。低噪声放大器的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，以供系统解调出所需的信息数据，所以低噪声放大器的设计对整个接收机来说是至关重要的。5.1.2一个低噪声放大器的性能包含低的噪声系数，合理的增益和稳定性，在整个有用频率范围内不会振荡。这种放大器的典型工作状态是A类，其特征是，偏置点大约处于所使用器件的最大电流和电压能力的中心。1.噪声系数NF放大器的噪声系数NF可定义如下（2） （2）式中，NF为微波部件的噪声系数；Sin，Nin分别为输入端的信号功率和噪声功率；Sout，Nout分别为输出端的信号功率和噪声功率。噪声系数的物理含义是：信号通过放大器之后，由于放大器产生噪声，使信噪比变坏；信噪比下降的倍数就是噪声系数。通常，噪声系数用分贝数表示，此时（3） （3）（4）对单级放大器而言，其噪声系数的计算为：（4）其中Fmin为晶体管最小噪声系数，是由放大器的管子本身决定的，Γopt、Rn和Γs分别为获得Fmin时的最佳源反射系数、晶体管等效噪声电阻、以及晶体管输入端的源反射系数。对多级放大器而言，其噪声系数的计算为：（5）其中NFn为第n级放大器的噪声系数，Gn为第n级放大器的增益。在某些噪声系数要求非常高的系统，由于噪声系数很小，用噪声系数表示很不方便，常常用噪声温度来表示，噪声温度与噪声系数的换算关系为：Te=T0(NF–1)（6）其中Te为放大器的噪声温度，T0=2900K，NF为放大器的噪声系数。NF(dB)=10LgNF（7）2.放大器增益G微波放大器功率增益有多种定义，比如资用功率增益、实际增益增益、共扼增益增益、单向化增益等。对于实际的低噪声放大器，功率增益通常是指信源和负载都是50Ω标准阻抗情况下实测的增益。实际测量时，常用插入法，即用功率计先测信号源能给出的功率P1；再把放大器接到信源上，用同一功率计测放大器输出功率P2，功率增益就是（8） （8）低噪声放大器都是按照噪声最佳匹配进行设计的。噪声最佳匹配点并非最大增益点，因此点增益G要下降。噪声最佳匹配情况下的增益称为相关增益。通常，相关增益比最大增益大概低2－4dB。3.输入输出的驻波比和反射系数低噪声放大器主要指标是噪声系数，所以输入匹配电路是按照噪声最佳来设计的，其结果会偏离驻波比最佳的共扼匹配状态，因此驻波比不会很好。此外，由于微波场效应晶体或双极性晶体管，其增益特性大体上都是按每倍频程以6dB规律随频率升高而下降，为了获得工作频带内平坦增益特性，在输入匹配电路和输出匹配电路都是无耗电抗性电路情况下，只能采用低频段失配的方法来压低增益，以保持带内增益平坦，因此端口驻波比必然是随着频率降低而升高。4.放大器的动态范围（IIP3）动态范围是指低噪音放大器输入信号允许的最小功率和最大功率的范围。动态范围的下限取决于噪声性能。当放大器的噪声系数Nf给定时，输入信号功率允许最小值是：（9） （9）其中：－微波系统的通频带(例如中频放大器通频带)；M－微波系统允许的信号噪声比，或信号识别系数；T0－环境温度，293K。由公式可知，动态范围下限基本上取决于放大器噪声系数，但是也和整个系统的状态和要求有关。例如，电视机信号微波中继每信道频带＝40MHz，信号噪音比M＝10，放大器噪声系数Nf=1.2(0.8dB)动态范围下限是。动态范围的上限是受非线性指标限制，有时候要求更加严格些，则定义为放大器非线性特性达到指定三阶交调系数时的输入功率值。除以上各项外，低噪声放大器的工作频率、工作带宽及通带内的增益平坦度等指标也很重要，设计时要认真考虑。5.1.31.低噪声放大管的选择原则对微波电路中应用的低噪声放大管的主要要求是高增益和低噪声以及足够的动态范围，目前双极型低噪声管的工作频率可以达到几个千兆噪声系数为几个分贝，而砷化镓小信号的场效应管的工作频率更高，噪声系数可在1dB以下。我们在选取低噪声放大器管通常可以从以下几个方面进行考虑：1）微波低噪声管的噪声系数足够小工作频段足够高，晶体管的一般要比工作频率高4倍以上，现在PHEMT场效应管的噪声系数在2GHz可在0.5dB左右，工作频率高端可达到6GHz。2）微波低噪声管要有足够高的增益和高的动态范围,一般要求放大器工作增益大于10dB以上,当输入信号达到系统最大值时由放大器非线性引起的交调产物小于系统本底噪声。2.输入输出匹配电路的设计原则对于单级晶体管放大器的噪声系数，如上式（4）所示，式（4）可以化成一个圆的表达式，即等噪声系数圆。圆上每一点代表一个能产生恒定噪声系数NF的源反射系数。如要获得需要的噪声系数，只要在圆图上画出对应于这个噪声系数的圆，然后将源阻抗匹配到这个圆上的一个点就行了。实际设计中由于要兼顾到放大器的增益，通常我们不取最小噪声系数。在对放大器进行单项化设计时（假定S12＝0），转移功率增益GT可以由如下公式表示：GT=G0G1G2其中，对于特定的晶体管S11、S22是确定的，不同的源反射系数Γ1和负载反射系数Γ2，可以构成恒定增益圆，设计时只须将源和负载反射系数分别匹配到相应的圆上，便能得到相应的增益。将恒定增益圆与等噪声系数圆结合起来设计，便能得到比较理想的结果。另外设计中还要注意增益平坦设计主要是高端共轭匹配，低端校正，一般还需在多个中间频率上进行增益规定性校验，在高频应用时由于微波晶体管本身的增益一般随着频率的升高而降低，为了保证电路在低频率段的增益恒定和稳定性可以考虑在输入输出端采用高通匹配方式。在以上的讨论中我们忽略了晶体管的反向传输系数，实际中微波场效应晶体管和双极性晶体管都存在内部反馈，微波管的S12就表示内部反馈量，它是电压波的反向传输系数。S12越大，内部反馈越强，反馈量达到一定强度时，将会引起放大器稳定性变坏，甚至产生自激振荡。微波管的S21代表电压波的正向传输系数，也就是放大倍数。S21越大，则放大以后的功率越强。在同样的反馈系数S12的情况下，S21越大当然反馈的功率也越强，因此S21也影响放大器的稳定性。3.放大器稳定性一个微波管的射频绝对稳定条件是：其中K称为稳定性判别系数，K大于1是稳定状态，只有当式（2－4）中的三个条件都满足时，才能保证放大器是绝对稳定的。实际设计时为了保证低噪声放大器稳定工作还要注意使放大器避开潜在不稳定区。对于潜在不稳定的放大器，至少有两种可选择的途径：1）引入电阻匹配元件使K≥1和GMAX≈GMS2）引入反馈使K≥1和GMAX≈GMS在实际设计中为改善微波管自身稳定性，有以下几种方式：1）串接阻抗负反馈在MESFET的源极和地之间串接一个阻抗元件，从而构成负反馈电路。对于双极晶体管则是在发射极经反馈元件接地。在实际的微波放大器电路中，电路尺寸很小，外接阻抗元件难以实现，因此反馈元件常用一段微带线来代替，它相当于电感性元件的负反馈。2）用铁氧体隔离器铁氧体隔离器应该加在天线与放大器之间，假定铁氧体隔离器的正向功率衰减微为，反向功率衰减为，且1，1。则＝0为加隔离器前的反射系数，为加隔离器后的反射系数。用以改善稳定性的隔离器应该具有的特性是：频带必须很宽，要能够覆盖低噪声放大器不稳定频率范围；反向隔离度并不要求太高；正向衰减只需保证工作频带之内有较小衰减，以免影响整机噪声系数，而工作频带外，则没有要求。隔离器本身端口驻波比要小。3）稳定衰减器型阻性衰减器是一种简易可行的改善放大器稳定性的措施，通常接在低噪声放大器末级输出口，有时也可以加在低噪声放大器内的级间，由于衰减器是阻型衰减，不能加在输入口或前级的级间，以免影响噪声系数。在不少情况下，放大器输出口潜在不稳定区较大，在输出端加型阻性衰减器，对改善稳定性相当有效。图5-1是设计放大器的步骤：晶体管选择：晶体管选择：S参数;噪声参数;功率输出;价格.K值计算K<1，计算GmsK>1，计算Gma在ΓG和ΓL平面上画出不稳定区域满足稳定区域和增益=GMS,在ƒ2处设计M1和M2在ƒ2处设计M1和M2（假设S12=0）画出ΓG和ΓL与频率是否在稳定区域内设计直流偏置电路，再次验证稳定性完成放大器完整的尺寸结构验证稳定性制板图5-1设计放大器的一般步骤根据器件厂商提供的S参数,噪声系数和线性输出功率，选择所需器件；计算工作频带内的K和GMAX或GMS值；当K>1时，在上边带ƒ2处做输入输出匹配的拓扑结构设计；当K<1时，在ΓG和ΓL平面画出不稳定区域，在上边带边边缘处选择与输入输出部分匹配的拓扑，并避开不稳定区域，增益的上限接近GMS.找到初始M1和M2后，画出放大器S参数对频率的关系曲线；再画出ΓG和ΓL的频率关系曲线，确定放大器的稳定性。设计直流偏置电路。5.2用FET设计LNA实例本节以AVAGO公司的ATF54143为例，介绍低噪声放大器实例与仿真。5.2.1DATASHEET解读路，例如放大器和振荡器的核心都是晶体管，设计之前必须详细了解晶体管的各方面参数和性能，这是选择晶体管并作设计的基础。而半导体公司提供的晶体管的芯片资料（DataSheet）是设计者获得有关晶体管信息最重要的资料，所以如何有效阅读一篇晶体管的芯片资料是每个射频电路设计者必须要掌握的。下面以Agilent公司的高电子迁移率晶体管（PHEMT）ATF54143的芯片资料为例子，看看如何阅读一篇晶体管芯片资料。ATF54143Datasheet资料请读者到安捷伦科技网站下载.1．ATF54143DataSheet研读ATF54143是Agilent科技半导体部（现为Avago科技）出品的一款低噪声增强型高电子迁移率晶体管，使用表面贴片安装(SMD)塑封封装。第一页简要介绍了ATF54143的主要性能，关键参数和主要应用等。Description介绍了ATF54143是一款低噪声增强型高电子迁移率晶体管，封装为四管脚SC-70表面安装塑料封装。其高增益、高线性度和低噪声可用于从450MHz到6GHz范围内的系统。Features里简要说明了该晶体管的特点，包括高线性度、低噪声、800微米的栅极宽度（在半导体工艺里面，栅极宽度是决定整个工艺的最核心参数）还有低成本的封装。Specifications（如图5-）里面描述了该晶体管在其典型工作频率（2GHz）和典型偏置（Vds=3V、Ids=60mA）时的主要性能，包括3阶交调、1dB压缩点、噪声系数、资用增益等。图ATF54143特性Applications里列举了ATF54143的主要应用。第二页的表“ATF54143AbsoluteMaximumRatings”给出了ATF54143可以承受的最大功率、电压、电流和温度。在设计的时候，尤其注意相关的电压和功率不能超过最大值，否则管子会损坏。第三页的列表“ATF54143ElectricalSpecification”给出了在一定温度下（）晶体管的主要参数（如图5-2）。图5-2ATF54143电学特性对于不同用途的晶体管，设计者一般只关注跟具体用途和设计关系密切的参数。例如ATF54143的一个重要应用就是用作低噪声放大器，那么在设计低噪声放大器时晶体管的NF参数性能就受到特别关注，表中标明了NF在频率2GHz和一定偏置（Vds=3V，Ids=60mA）的情况下的噪声参数典型值为0.5dB，在频率900MHz时为0.3dB。通常设计者在低噪放晶体管比较选型时，这个参数是重点。它的1dB压缩点在2GHz的时候为20.4dBm，在900MHz的时候为18.4dBm。也就是说在设计时晶体管的输出功率不能超出对应的值，否则会引起失真。第四页和第五页“ATF54143TypicalPerformanceCurves”的图描述了在不同频率（2GHz、900MHz）不同偏置（Vds、Ids、Idq，一般在低噪放的设计中偏置电路只考虑Vds和Ids）下晶体管关键性能（Fmin、GAIN、OIP3、P1dB）的变化曲线图。例如在图5-？中可以看到当Vds=3V时，Id在20mA时Fmin有值大约为0.41dB，此时最大增益约为16.3dB。图5-3ATF54143典型特性曲线根据产品的要求，在设计低噪声放大器时，工程师都是从放大器的产品指标出发（这些设计指标包括Fmin、GAIN、OIP3、P1dB），（如图5-？）根据这些图表选择适当的偏压Vds，偏置电流Ids。图5-ATF54143从第六页到第九页列出了在某个特定偏置（Vds，Ids）下的S参数（如图5-？）和噪声参数（如图5-？），ADS的器件库中的SParameterLibrary库就是此类SNP文件的集合。SParameterLibrary中器件只能进行S参数和噪声的仿真，不能进行直流仿真（直流偏置已确定）。图5-？S参数列表图5-？噪声参数列表第十页到第十一页给出了ATF54143的典型应用电路的信息。这里面包括两个偏置不同的电路，一个为无源偏置，一个为有源偏置。第十二页给出了ATF54143的模型（如图5-？），在Avago公司提供的ATF54143的ADS模型的zap文件里的就是这个模型。这是晶体管的完整模型，可以进行从直流偏置到S参数的全部仿真。在没有晶体管的zap文件的情况下，设计者可以根据DataSheet所提供的模型参数自行在ADS里面建模。图5-？第十三页给出了关于ATF54143的非线性模型的一些信息（如图5-？）。非线性模型牵涉到晶体管源极的分布电感，PCB板上的接地孔。图5-？第十四页给出了噪声参数应用信息。第十五页给出了SOT-343封装尺寸，一般根据此尺寸做PCBLayout封装.第十六页为产品的包装信息。5.2.2LNA实例本实例采用Avago公司（原Agilent公司半导体部）的一款PHEMTFET来进行低噪声放大器的设计。设计目标：工作频率2.4-2.5GISM频段噪声系数NF<0.7增益？VSWRin<1.5,VSWRout<1.5。设计大致步骤如下：1、下载并安装晶体管的库文件2、直流分析3、偏置电路设计4、稳定性分析5、噪声系数圆和输入匹配6、最大增益的输出匹配7、匹配网络的实现1、下载并安装晶体管的库文件进入ADS元件库搜索发现，ADS2008自带元件库里并无ATF54143元件模型，我们将直接从Avago公司的网站(Project选项解压此文件（如图5-4）。图5-4释放zap文件选择ATF54143.zap文件，把它释放到你需要存放的路径释放后生成一个ATF54143_prj的ADS工程（如图5-？）。值得注意的是，解压路径中最好不要有中文，否则可能报错。图5-5释放zap文件对话框Unarchive完毕后你就可以使用这个ATF54143的模型了。下面将进入实质性的设计步骤：1）新建一个工程ATF54143_LNa_2_prj。为了能够使用ATF54143的模型，新建工程需要把刚才的ATF54143_prj添加进来。具体操作为点击File->Include/RemoveProjects如图5-6：图5-6在自己的工程中加入晶体管工程在“Include&Remove”的对话框中找到电脑中的ATF54143_prj和刚才新建的工程，把ATF54143_prj添加进去（如图5-7）。图5-7在自己的工程中加入晶体管工程（2）添加以后可以在ATF54143_LNa_2_pr工程中使用这个模型，下面将将进行放大器直流分析。2、直流分析DCTracing设计LNA的第一步是确定晶体管的直流工作点。1．)新建一个原理图，在Sch。。templates选择DC_FET_T（如图5-8），新建与原理图名为DC_FET_T。.图5-8新建DC_FET_T原理图点击OK,打开这个原理图，可以看到它里面已经把FETDCTracing的控件放置好了（如图5-9）：图5-9DC_FET_T原理图2.)打开元件库列表如图5-10）：图5-10打开库列表3.)在库列表里面可以看到，刚加添加进来的ATF54143的模型已经包含在这个LNA工程里面了。可以像其他元件一样直接调用。选择Lastest54143，右击点击“Placecompnent”添加到原理图里面（如图5-11）。图5-11在原理图中加入元件（1）图5-11在原理图中加入元件（2）4.)下面需要设置DC_FET控件的参数。在ATF54143的datasheet里面（如图5-12）可以看到ATF54143的Vgs为0.3-0.7V。（ATF54143为PHEMTFET。Vgs的值需要为负。）图5-12ATF54143电气性能最大限值根据图5-12可以设置相关参数并用连接原理图（如图5-13）：图5-13完整DC_FET_T原理图图5-13中DC_FET中的各项参数设置如下：VGS_start：起始栅极电压；VGS_stop：终止栅极电压；VGS_points：栅电流值的采样点数目；VDS_start：初始漏-源电压；VDS_stop：终止漏-源电压；VDS_points：漏-源电压值的采样点数目。6）点击开始仿真。因为原理图用的是模版，所以仿真结果直接纠显示了以下图线，如图5-14所示：图5-14ATF54143直流特性图从ATF54143的datasheet上可以看到噪声和Vds和Igs的关系，从而确定晶体管工作点（如图5-15）：图5-15ATF54143直流篇置曲线从图5-15里面可以看到，在2GHz的时候在Vds=3V且Ids=20mA时Fmin接近最小值，此时增益大约为16.3dB。能满足我们的设计要求，那么晶体管直流工作点就设为Vds=3V，Ids=20mA。3、偏置电路的设计1.）创建一个新的原理图，在原理图中放入ATF54143的模型和DA_FETBias（如图5-16）：图5-16偏置电路原理图2.）放入直流电源，连接各部件如图5-17：图5-17偏置电路原理图（2）3.）在DesignGuide里面选择Amplifier（如图5-18）：图5-18选择放大器的辅助设计4.）在弹出来的对话框中选择TransistorBiasUtility（如图5-19）：图5-19放大器设计向导的对话框5.）在TransistorBiasUtility的设置里面把刚才确定的晶体管直流工作点Vdd=5V，Vds=3V，Ids=20mA（注意：ATF54143的封装上有两个栅极，每个栅极电流为Ids=20mA，相加就是Id=40mA）。设置完成后点击最下面的Design。（如图5-20）图5-20TransistorBiasUtility的设置6.）下一步进入BiasNetworkselection设置单元，继续点击OK。这样ADS软件就自动生成一个偏置电路（图5-21）。图5-21设置偏置电路类型（注：在BiasNetworkSelection对话框里面有三个偏置网络可以选，另外两个如图5-22），在另两个网络里面，晶体管的源极是有电阻的，但通常LNA的设计中，S极只接反馈电感（微带线）所以选用第一个偏置网络。图5-22另两种偏置网络7.）完成对片置网络的选择后，这时自动生成的偏置电路为该原理图的一个子电路，可以通过选定DA_FETBias_1再点击PushIntoHierarchy(图标)来看这个子电路。（图5-23）图5-23查看子电路偏置电路如图5-24：图5-24偏置子电路从图5-24上可以看到，R2和R4的电阻值都不是整数，都不是常规标准（感觉用标称值更好）值，它们仅仅是理论计算的结果。下面会把它们用相近的常规标准电阻代替。8.）现在偏置电路已经设计好了，在原理图中加入DC仿真控件，进行直流仿真。仿真结束后点击Simulation->AnnotateDCSolution可以看仿真结果。（图5-25）图5-25察看仿真结果直流仿真结果如图5-？，在这里可以看到Vds=3V，Ids=40mA，就是当初设置的偏置结果。（如图5-26），依次点击simulate->AnnotateDCSolution可以看到原理图中电路各节点的电压电流。图5-26晶体管各端偏置电压电流9.）重建一个原理图，把偏置电路重新画一遍（如图5-27）。在这里仍然按照上面的方法显示电路各节点的电压电流。图5-27偏置电路原理图4、稳定性分析1.）创建一个新的原理图（如图5-28）：图5-28加入理想直流扼流和射频扼流的原理图2.）因为要进行S参数的仿真，所以加了很多控件，其中Term是端口，一般都默认50Ohm；StabFact控件是稳定系数，也就是k，在这里我们要求k>0；MaxGain是最大增益控件（注意不是实际增益，实际增益看S21）；S-paraments控件里面设置仿真的参数。图5-28的几个控件的意义：：返回从输入和测量点的最大资用和稳定的功率（dB值）；：返回Rollett稳定系数K；另外放大器的直流和交流通路之间要加射频扼流电路，实质是一无源低通电路，使直流偏置（低频信号）能传输到晶体管管脚，而晶体管的射频信号（频率很高，在这里是2.4GHz的传输信号不要进入直流通路），实际中一般是一个电感，有时也会加一个旁路电容接地，在这里先用DC_Feed扼流电感代替。同时直流偏置信号不能传到两端的Term，需要加隔直电路，一般都是一个电容，这里先用DC_Block隔直电容代替。3.）S_Paraments的设置如图5-29：图5-29设置S_Paraments参数设计的工作频率在2.4GHz，频率范围设置从1GHz到4GHz。4）下一步开始仿真。仿真结束后，在数据显示窗口可以通过点击左侧的各个显示格式看需要看的数据。这里点击显示矩形直角坐标图(图标)。在对话框里可以显示我们想看的内容（如图5-30）图5-30PlotTraces对话框（提示：在PlotTraces对话框MaxGain、StabFact这些刚才在原理图里面设置的内容，在数据显示窗口里面是无法看到这些想看的信息的，所以一般在画原理图时就把到时候需要看的东西的各种控件全都加上）。5.）可以选择显示MaxGain1和Stabfact1的曲线，在里面加上marker（图标）可以看曲线上某个频率点的精确数值（图5-31）：图5-31最大增益和稳定系数K的曲线从图5-？里可以看到在2.45GHz，最大增益为20.795dB，稳定性系数为K=0.961，小于1。从晶体管放大器理论可以知道只有绝对稳定系数K>1，放大器电路才会稳定，这里K<1,不稳定。6.）使系统稳定的最常用的办法就是加负反馈，本例将在PHEMT的两个源极加小电感作为负反馈（图5-32）。图5-32晶体管加负反馈原理图7.）图5-32里面的Var是调节变量的。把两个电感的值设成变量Ls，放到Var里面，这样调起来比较方便。（如图5-）图5-var参数的设置现在Ls的值是1nH，仿真结果如图5-33：图5-33最大增益和稳定性曲线从这里可以看到由于加了负反馈，在2.45GHz最大增益减小到15.030dB，稳定系数增加到1.005。8.）一般情况下需要仔细调节反馈电感的值，使其在整个工作频率范围内稳定，本例经过调节，Ls值最终定为0.45nH。仿真结果如图5-34：图5-34调节Ls后的最大增益和稳定性曲线从图5-？里可以看出一个问题，整个电路在低频部分不稳定，并且低频部分增益还很高。实际电路中低频区可能会导致自激振荡。解决此问题的方法是使用较小数值的截止阻抗。下面就把理想的DC_Feed元件改成实际真实的器件，本实例选用MuRata（日本村田公司）的电容和电感。整个原理图如图5-35。9.）ADS2008自带元件库中没有MuRata元件，我们可以直接上MuRata网站下载电容的ADSDesignKits。图5-35在原理图中加入MuRata元件这里面的射频扼流电路用了一个串联电感加一个旁路电容（不属于扼流吧？）接地，也可以只用一个电感，只要达到让直流偏置通过同时扼制射频信号就可以了。10）双击一个MuRata的电感，可以看到MuRata在这个电感模型里包含了真实电感的包括封装、误差范围、工作频率范围等等诸多参数，也可以在这里选择不同的电感值。对于电容同样（图5-36）。在这个电路里面在输入端的串联电感值为3.9nH，旁路电容为3.9pF，输出端电路串联电感值为22nH，旁路电容为10pF，封装都是0603。图5-36选择MuRata元器件的值下面是仿真结果：（图5-37）图5-37加入MuRata后的仿真结果从这里可以看到电路在低频部分已经稳定了。11）下面需要把晶体管源极的两个电感换成微带线的形式。一方面是因为这两个电感值太小，实际的电感能做到很难，另一方面是因为从上面调节这两个电感值就可以发现，这两个电感值稍微的改变，就会对整个电路的稳定性产生很大影响。最后实际电路里面这两处如果用分立的实际电感的话，分立器件本身和焊接等等不确定寄生参数影响太大，所以这里用感性的微带线来代替。关于对给定电感值算出等效传输线有现成的公式：式中是微带线的长度（单位inch），是电感值（单位nH）。就是PCB板上微带线的特征阻抗。这就需要在原理图中插入PCB板的相关参数信息，这里用FR4射频板（如图5-38）。图5-38MSub的设置12）此时整个原理图如图5-39所示：图5-39加了负反馈的原理图在图5-？里，晶体管源极微带线宽0.5mm，其特征阻抗为87.0502Ohm，最后算出来的长度为0.739mm。实际上在生产中一般没有小数点后三位的精度，所以这里只取0.7mm。13）图5-40给出了图5-39的仿真结果：图5-40加了负反馈的仿真结果14）从图5-？里看稳定性和最大增益都比较好，符合设计要求。下面把晶体管两端的DC_block理想元件替换成真实的器件，仍然用MuRata的电容，两个隔直电容都选用GRM18系列，电容值为22pF（图5-41）。图5-41把隔直电容换成MuRata电容15）图5-42为仿真结果：图5-42仿真结果从图5-？中可以看出，全部换成真实器件之后稳定系数和增益依然很好。5、噪声系数圆和输入匹配1）仿真噪声系数需要在S参数仿真控件里把计算噪声的功能打开。如图5-43中把“Calculatenoise”勾上图5-43在S-Parameter中设置噪声的计算2.）仿真结束后用矩形图显示NFmin参数（如图5-44）：图5-44噪声参数曲线从NFmin的图上可以看到2.465GHz时的最小噪声系数为0.426dB。下面就要设计一个适当的输入匹配网络来达到这个最小噪声。3）在数据显示窗口里点击Equ图标编辑框中的表达式：（如图5-45）图5-45编辑等式第一个表达式：“indx=find_index(SP.freq,indep(m1))”返回值是上面定的markerm1的频率（这里m1是图MaxGain1里2.45GHz的marker），也就是返回为2.45GHz。第二个表达式：“circleData=ns_cirlce(NFmin[indx]+{0,0.1,0.2},NFmin[indx],Sopt[indx],Rn[indx]/50,51)”返回噪声系数圆。第三个表达式：“GaCircle=ga_circle(S[indx],MaxGain1[indx]-{0,0.5,1,2,3},51)”返回增益圆。现在在数据显示窗口里画噪声圆和增益圆，点击史密斯圆图图标从EquationDataset里面画出GaCircle圆和circleData圆（图5-46）：图5-46画出等式的曲线画出来的史密斯圆图如图5-47：图5-47circleData和GaCircle的smith图图5-？里面m4是LNA有最大增益时的输入端阻抗，此时可获得增益16.85dB；m5为LNA有最小噪声系数时的输入端阻抗，此时可获得最小噪声指数为0.415dB。但是这两点并不重合，即设计时必须在增益和噪声指数之间作一个权衡和综合考虑。对于低噪声放大器，尤其是第一级放大器，首要考虑的是最小噪声，所以这里优先考虑噪声，那么最终的最优的输入端阻抗就定为m5点的阻抗，其中定为50Ohm，输入端阻抗就为23.596-j*20.681Ohm。这个时候增益肯定会下降，在等增益圆上加一个markm6，位置如上图靠近m5点，这个时候可以看到m5处的增益大约比m6点略小（m6处增益为15.85dB），这个增益仍然可以接为了达到最小噪声系数，在晶体管的输入端需要一个，而整个电路的输入阻抗为，所以需要输入匹配网络把（为m5处阻抗的共轭，即为23.596+j*20.681Ohm）变换到输入阻抗50Ohm。（如图5-48）图5-48输入匹配框图4.)ADS提供了很多的匹配工具，这里用Smith原图匹配工具DA_SmithChartMatch。在SmithChart-Matchingnetwork里面放置DA_SmithChartMatch工具（如图5-49）。图5-49加入SmithChartMatching工具这个DA_SmithChartMatch使用时需要考虑方向（如图5-50）：图5-50SmithChartMatching的方向5.)原理图如图5-51：图5-51加入SmithChartMatching的原理图双击DA_SmithChartMatch的图标，弹出对话框，设置里面的参数（如图5-52）：图5-52设置SmithChartMatching的参数在这里，需要设置的参数主要有：Fp；因为源阻抗为实数50Ohm，所以SourceType=Resistive，注意SourceEnable=True；负载阻抗因为为负数，所以LoadType=ComplexImpedance，注意LoadEnable=True，ZL为负载阻抗，设为我们上面得到的23.596-j*20.681Ohm。6.)点击DesignGuide->amplifier。在工具里选择SmithChartUtility。（如图5-53）图5-53选择设计向导里的SmithChartUtility工具7.)弹出SmithChartUtility对话框（如图5-54）：图5-54SmithChartUtility对话框如图5-？所示，在SmartComponent中软件会自动选择当前的这个SmithChartMatching控件，即DA_SmithChartMatch1。在下面的设计中原理图中会有多个SmithChartMatching，需要选择当前的SmithChartMatching控件。点击DefineSoiurse/LoadNetworkTerminations按钮，弹出NetworkTerminations对话框（如图5-55），在这里可以设置源和负载的阻抗。图5-55设置SmithChartUtility工具的阻抗在图5-55里，需要把“EnableSourceTermination”、“EnableLoadTermination”、“InterpretasOutputImpedance”几个单选框的勾都打上，其中“EnableSourceTermination”、“EnableLoadTermination”这两个单选框是为了配合图50SmithChartMatchingNetwork对话框的“SourceEnable=True”和“LoadEnable=True”，这样在图5-50里面设置的源和负载阻抗直接导入NetworkTermination对话框。设置完成后依次点击Apply.和OK，可以看到SmithChartMarching如图5-56：图5-56设置完阻抗的SmithChartUtility8.)采用微带线匹配如图5-57：图5-57SmithChartUtility中的微带线匹配点击对话框左下角的BuildADSCircuit，即生成相应的电路。可以通过点击的图标来看这个匹配电路（如图5-58）：图5-58匹配子电路仿真此时的原理图，结果如图5-59：图5-59仿真结果从图5-59里面可以看到在circleData圆里，m5点的阻抗正好匹配到50Ohm，此时在噪声图里面整个电路的噪声系数nf(2)在2.45GHz处有最小值，且等于NFmin，说明在这点上噪声系数的确达到最优化。9.)在晶体管输入端的隔直电容会导致电路结构复杂，所以需要把隔直电容移到源端。把隔直电容移到输入匹配网络和源端Term之间（如图5-60）图5-60输入匹配做好的原理图1图5-？里的噪声最优化点已经偏离50Ohm，现在需要调节输入匹配电路微带线的长度来补偿这个改变。10.)通过把输入子电路复制到原理图里面去（如图5-61）：图5-61输入匹配做好的原理图211.)可以使用tuning的工具来调节两段传输线的长度（现在原理图中输入匹配电路的微带线显示的是电长度，就是E）。双击传输线，在对话框里面打开Tuning功能（如图5-62）。图5-62设置微带线的tuning功能在图5-60里面，因为需要调节的是长度（电长度E），所以要选中E，点击“Tune/Opt/Stat/DOESetup”按钮，在接下来弹出的对话框（图60右图）中把“TuningStatue”设为“Enabled”。一般使用它自动设置的变化范围和步长，也可以手动调整。点击图标，开始tuning（如图5-63）：图5-63Tuning在一边Tuning的时候可以一边观察数据显示窗口的相关曲线的变化，以达到理想效果。最后，把TL3和TL4的电长度分别调到25.3834度和44.31度，可以得到一个较小的噪声系数和输入反射系数（dBS11），结果如图5-64和图5-65：图5-64Tuning后的仿真结果1图5-65Tuning后的仿真结果2增益可以由输出匹配网络来改善。在一个低噪声放大器里面只有输入匹配电路对噪声系数有影响，输出匹配电路对噪声没有影响。所以在输出匹配里面主要考虑增益。6、最大增益的输出匹配1.)输出端的匹配需要已知此时晶体管输出端阻抗。在刚才的原理图里加了Zin的控件并改为输出阻抗（如图5-66）：图5-66加入Zin控件并改为输出阻抗（注意：Zin控件默认的设置是Zin=zin（S11，PortZ1），这看的是输入端阻抗，把它如图64改为Zin=zin(S22,PortZ2)即为输出端阻抗S22。）在数据显示窗口里面点击RectangularPlot，选择Zin2的实部和虚部（如图5-67），图5-68为显示的曲线：图5-67在数据显示窗口中打开Zin控件的曲线图5-68输出阻抗的曲线从图5-68中可以看到输出阻抗为52.486-j*36.889Ohm（即S22），输出匹配电路即按照这个来设计。2.)为了达到最大增益，输出匹配电路需要把50Ohm匹配到Zin2的共轭（如图5-69）。图5-69输出匹配的框图同样使用DA_SmithChar