《电磁波-传输.辐射.传播》课件第5章

第5章天线5.1喇叭天线

5.2抛物面天线

5.3双反射面天线(卡塞格伦天线)*5.4天线阵方向性计算

5.5同相水平天线

5.6引向天线

5.7螺旋天线

5.8旋转场天线(电视发射天线)

5.9垂直天线

5.10微带天线

5.11智能天线

5.12卫星天线

5.13移动天线

实际使用的天线可能有各种形状和结构，但从最基本的辐射器来说，都可看成是传输线终端开放的结果，如图5－1所示。平行双导线打开之后成为最基本的线天线。波导开口处张开之后则成为最基本的面天线。面天线主要用于微波频段，线天线则主要用于微波以下的频率。

图

5-1天线的形成

天线就其尺寸来说，最长的线天线有用于极低频通信的长达一两百千米的天线；面天线有用于射电天文的直径达100m的抛物面天线；短的有用于微波系统的探针和小环，其尺寸数量级只有1cm左右。但不论其尺寸如何，都是对应于一定频率的天线。

5.1喇

叭天

线把激励了的波导在其终端开口就有电磁波辐射出去，如图5-2所示，它就是一种简单的天线。但是波导截面电尺寸很小，不能得到大的增益；而且这种开口使传播条件突变，引起很强的反射，使波源(非TEM波)与空间(TEM波)的匹配不好，使辐射系统的效率很低，因此，要将波导尺寸逐渐均匀扩展使波导与空间匹配良好，于是形成了各种形式的喇叭天线。喇叭天线的最典型形式如图5-3所示。矩形波导终端的H面渐变地张开，则称为H面扇形喇叭天线。E面渐变地张开，则称为E面扇形喇叭天线。H面和E面都张开，则称为塔形喇叭天线。圆波导开口终端渐变地张开，则称为圆锥喇叭天线。

图

5-2开口波导

图

5-3各种喇叭天线

当波导管终端开口逐渐张开以形成喇叭天线时，它的特性阻抗从内到外逐渐趋于自由空间的特性阻抗(波阻抗)，使终端反射大大降低，其他高阶波型也很少了。这时，喇叭内电磁场结构和与其相连的波导波型相同，只是场的分布有些变形，以适应横截面的渐变。喇叭内场的结构如图5-4所示。

图

5–4

E面扇形喇叭内场结构

设喇叭口面尺寸为a×b,a为宽边，b为窄边。或者更确切地说，当矩形波导传输TE10波时,a边与面H平行，b边与E面平行。这时，我们可以认为在口面上各点的场同相，而振幅沿a边依TE10波的场变化，即E=E0cos(πx/a)。因此，喇叭天线的方向图就可由下式来决定：(5-1)相应的半功率波瓣宽度为

(5-2)(5-3)而方向系数(也就是增益)为

式中，Ae为天线的有效面积。

由上述结果可知，喇叭口面电尺寸越大，波瓣越窄，方向系数越大。如果口面上的纵横尺寸相同，即a=b，则E面的波瓣比H面的要窄些。这是因为在口面上沿b边场的分布均匀。式(5-4)中的有效面积Ae在口面上场完全均匀分布时就是口面的几何面积A。如口面上的场相位相同而振幅不均匀，或振幅和相位都不均匀，则口面的有效面积Ae和几何面积A之间的关系为(5-5)其中，g称为口面利用系数，它说明口面的有效面与几何面之比。对于喇叭天线而言，g的数值大约为0.5。

事实上，由于喇叭由波导壁逐渐扩展而成，场结构与原来在波导内的不同，使口面上场的相位不均匀。由图5-5可知，口面场的相位从口面中心向边缘逐渐滞后，距口面中心s处的相位滞后值Δ￠s为由于喇叭口径的尺度总比喇叭长度L小许多，

因此上式可以化简为

因此，设喇叭口面沿s的宽度为a，则从中心到边缘的最大相位滞后值为(5-6)图

5-5口面场相位计算

一般说来，不应使喇叭过长，但又要保证其方向特性，可取Δ￠max=π/2。这时，当口面尺寸a定下之后，喇叭的长度应保证满足下式：(5-7)在微波通信技术中，有时就采用大的喇叭天线作为独立工作的天线；但在微波雷达技术中，

常常采用小的喇叭天线用作反射面天线的照射器(初级馈源)。

5.2抛

物

面

天

线

抛物面天线由照射器和抛物面反射器组成。在本书1.5节讲述波的反射时曾经介绍过抛物面的特性。它能将置于其焦点处的源所发射的球面波，经过抛物面反射之后变成平面波。平面波出现在抛物面的口面上表明口面上的场各点大小相同，相位相等。在这种情形下可以获得更尖锐的方向性。当然，实际的口面场并不完全等同于平面波，但能量集中于窄的波束发射则是完全肯定的。图5-6为抛物反射面改善方向图的示意。图5-7表示抛物面中的有关几何参数。

图

5-6抛物面天线

图

5-7抛物面中的几何参数

各几何参数的意义如下：

(1)抛物面口径——以抛物面的边缘为周界的平面。口径直径为D，半径以R0表示，口径面积以A表示。

(2)抛物面轴线——与口径平面垂直，并通过其中心的直线。

(3)抛物面的焦距——由焦点到顶点的距离，用f表示。

(4)抛物面口径张角——由焦点对抛物面边缘相对两点所张的夹角称为口径张角，用2Ψ0表示。

图5-7实际上是通过抛物面轴线的平面与抛物面相截而得的平面曲线。这一曲线是抛物线。在图上所示的极坐标中它的方程式可写为

(5-8)由此不难得到抛物面的口径、

焦距与口径张角之间的关系为

(5-9)抛物反射镜的形式很多，有旋转抛物面、抛物柱面、剖截旋转抛物面等。它们的分析方法是一样的。如果在抛物面天线的口面上电磁场是均匀的，则它的方向图与圆口面辐射场的方向图基本上是一样的。但实际的照射是不均匀的，考虑到这种不均匀性的计算结果表明，不论在H面还是在E面，它的方向图和口面半径R0与焦距之比R0/f有关。这个比值越小，方向图的主瓣越尖锐。这就是说，长焦距抛物面有更尖锐的主瓣。不过这时副瓣也较强。所以，要权衡两方面取适当的R0/f比值。当R0/f=1.3时可由下式估算其半功率波瓣宽度：(5-10)例如，设工作频率为6GHz，则λ=5cm，采用直径为3m的抛物面时，可由上式算出：2θ0H≈1.15°,

2θ0E≈1.24°

抛物面天线的方向系数仍由式(5-4)计算。但是在确定口面利用系数g时和喇叭天线不一样。它不仅决定于口面上场的分布是否均匀，而且也决定于口面对初级馈源照射能量截获的多少。由于初级馈源发射的电磁波的方向图有一定的宽度，能量不可能完全投射到抛物面上去反射，因而总有一部分泄漏，如图5-8所示。

这种泄漏相当于抛物面的口面利用系数下降。这两个方面因素的影响使口面利用系数g和比值R0/f有如图5-9所示的关系。从图上可知，当R0/f为某值时，抛物面口径的面积利用系数g具有最大值。这是由于R0/f变化(增大或减小)时，有两种相反的趋向。当R0/f减小时，越过抛物面的泄漏能量增加，使方向系数减小，从而引起方向系数下降；但是当R0/f下降时，由于照射器对抛物面口径的照射更均匀，方向系数会增大。因此，这两种相反的趋向使口面利用系数大约在R0/f=1.3时达到最大值。这也是公式(5-10)提出的依据。图

5-8抛物面天线的能量泄漏

图

5-9口面利用系数的变化

上述讨论是在照射器的方向性函数大约为F(θ)=cosθ(-90°≤θ≤90°)的前提下进行的。当照射器的方向图变化时，最佳的R0/f值也应跟着作相应的变化。但计算表明，不管在什么情况下，最佳口面利用系数值几乎相同，即为g≈0.83;并且，此时照射器对口面边缘的照射比对中心的照射约低10dB电平。考虑到抛物面加工的误差问题以及整个天线系统的安装误差问题，口面利用系数的实际数值一般在0.4～0.5左右。表5－1是微波通信用的旋转抛物面天线性能举例。表

5-1微波通信用的旋转抛物面天线性能举例

对抛物面天线的照射器通常有下列几点要求：

(1)照射器在反射面的相反方向应尽量不辐射能量。

(2)照射器的方向图应尽可能使反射面得到均匀照射，以便得到最大的方向系数。

(3)照射器在整个工作频带和馈线匹配。

(4)照射器的结构应不妨碍能量由天线口径向自由空间辐射，并要求与天线组合时具有足够的机械强度，以保证整个天线结构的坚固和正常工作。

在要求方向图摆动的雷达中，常常利用让照射器离开焦点作横向移动来得到波束扫描。由于照射器在抛物面反射后的电磁波传播路径上，因此反射后的一部分能量又将被照射器截获。对于这一部分能量，照射器成了接收天线。照射器接收的能量在馈线内形成反射波，由照射器传向电源，结果与电源输出的电磁波合成了驻波，使照射器与馈线匹配不良。为了消除反射波对照射器的影响，可以在旋转抛物面上割取一部分做反射体，如图5－10所示。此时照射器在反射波的有效作用范围之外。图

5-10照射器在有效反射区外

另一种消除反射波对照射器影响的方法是采用喇叭抛物面天线。如图5-11所示。在这种天线中，作为初级馈源的照射器喇叭不是正对抛物反射面的顶点辐射，而是把喇叭的照射方向转移一个角度，并使喇叭壁延伸出去与抛物面相连。这种结构大大地降低了返回照射器的能量。这种天线的增益与普通抛物面天线差不多，但能量泄漏少，副瓣电平低，匹配良好，工作频带宽。可以用矩形或圆形波导馈电。可以同时有相互垂直的两种极化波，甚至可以传送两类高频信道。这些特性对于微波通信中发射与接收共用一副天线以及宽带的要求来说是必不可少的。

图

5-11喇叭抛物面天线

5.3双反射面天线(卡塞格仑天线)双反射面天线的基本工作原理如图5-12(a)所示，它的几何参数表示在图5－12(b)中。它由三个部件组成：主反射面(旋转抛物面)、次反射面(旋转双曲面)和馈源。双曲面有两个焦点，一个是实焦点Fp，一个是虚焦点F。馈源位于双曲面的实焦点Fp处，而双曲面的虚焦点F则与抛物面的焦点重合。从双曲面的几何关系可知，位于双曲面实焦点的馈源发出的波，经过双曲面反射以后变成以双曲面的虚焦点(也是抛物面的焦点)为中心发出的波，

然后经抛物面反射。

图

5-12双反射面天线这样，

一个天线系统的各几何参数之间的关系由下列三个方程表示(参照图5-12(b))：

(5-11)(5-12)(5-13)其中：f为主反射器抛物面的焦距；D为抛物面的口面直径；Ψ0为抛物面的张角之一半；Fc为双曲面虚实两焦点间的距离；θ0′为双曲面张角的一半；d为双曲面直径；Lv为双曲面顶点到抛物面焦点之间的距离。这七个参数中，如果已知四个，则其他三个参数可由上列三式确定。此三式的证明过程从略。下面我们进一步讨论这种天线的原理。分析一个面天线，主要问题之一是如何由口面场分布来确定其电参数，例如增益系数、波束宽度及旁瓣电平等。但这必然涉及到如何由照射器方向图来求得口面场分布。这种天线比普通抛物面天线多了一个双曲反射面，这就使求口面场的问题复杂化。我们利用“等效抛物面法”可将此双反射面天线等效为普通抛物面天线。

“等效抛物面法”的实质是将抛物面与双曲面构成的系统视为一个整体，用一个等效抛物面来代替它。可以证明此等效抛物面的焦距比原来的长，而抛物面口径尺寸相同。参阅图5-13，此等效抛物面的作图步骤如下：由目标来的信号为平行于抛物面的射线束，经抛物面反射向双曲面，然后再由双曲面反射向位于双曲面实焦点上的馈源。将射向馈源的波束向相反方向延伸且与平行于轴线的射线相交，这些交点的轨迹即为等效抛物面。

图

5-13等效抛物面

由图5-13可知：

(5-14)其中，ρ′是由馈源所在的实焦点Fp至等效抛物面上任意点的距离；θ′为相应的射线与轴线间的夹角；fe为等效抛物面的焦距，称为等效焦距。可以证明，双反射面天线的原抛物面焦距f与其等效抛物面焦距fe之间的关系为(5-15)上式右方的第一个因子可用M代表，即

(5-16)它称为双反射面天线的焦距放大率。由于Ψ0＞θ0，

故M必然大于1。

由上所述可知，如果此天线的主反射面的口径尺寸和焦距分别等于一个普通抛物面天线的口径尺寸和焦距，则此天线的性能就相当于有一个等效焦距的抛物面天线的性能，而此等效焦距比原来的大M倍。如需要在这两个天线口径上得到相同的照射，则双反射面天线允许有较大的馈源口径尺寸，这样有利于改善电性能。对于这种双反射面天线的设计，可归结于对其等效抛物面天线的设计。*5.4天线阵方向性计算

天线阵的方向函数是各天线元的方向函数和无方向阵列的方向函数之积。我们主要计算后者，它又常称为阵因子。如图5-14所示，沿x轴依等距离d排列了n个天线元，计算它在xy平面内与y轴成β角的方向图。图

5-14阵因子计算

为简单起见，设各天线元的激励是等幅的，各天线元至观察点的距离在振幅方面的差异可以忽略，在相位方面的影响不可忽视。又设各天线元从左至右的激励电流相位依次滞后￠角。这样一来，如果第一天线元的辐射场为E1=Ke-jαr1

式中，K=E0F1(θ),E0为天线元最大辐射方向的场强值，F1(θ)为天线元的方向函数。这样，

第二天线元的辐射场为

两者之和为其中，ψ=αdsinβ+￠。这是两个天线元辐射场叠加的结果。如为n个天线元，则有但

由此得到合成场的振幅为

(5-17)式中,即为阵因子，如把它记为F2(β),则有

(5-18)此式表明，

阵因子F2(β)的最大值出现在

的时候，命此时的β角为β0，

则有

(5-19)

若各振子间的距离是半个波长，即d=λ/2，这时，式(5-18)成为

(5-20)而最大发射方向的条件式(5-19)成为

(5-21)若天线元为半波振子且振子沿图5-14的y轴放置，则其方向函数为

(5-22)下面我们分别介绍几种由半波振子排成的天线阵。

1.边射阵最大发射方向在振子所在平面的两边亦即垂直于此平面的称为边射阵，如图5-15所示。获得边射的方法是使各振子的激励电流同相，这时￠=0，于是式(5-20)成为

(5-23)图

5-15边射阵

1)H面方向图这时，半波振子的方向函数为式(5-22)中命θ=90°的结果，即而阵因子则可令式(5-23)中的β=Δ而得到

(5-24)其中，

Δ称为仰角(或俯仰角)。两者之积为

(5-25)

图5-16(a)表示n=4的结果。

2)E面方向图这时，图5-15中的方位角用α表示，则半波振子的方向函数应为式(5-22)中命θ=90°-α

的结果，即阵因子可由式(5-23)中命β=0°而得出，即

(5-26)两者之积为

(5-27)图5-16四元边射阵(a)H面；

(b)E面

2.直线阵当各振子不是平行地排列在同一平面上而是首尾相接地排成一直线，则称为直线阵，如图5-17所示。设各振子同相激励，

即￠=0，

研究其在H面和E面的方向图。

图

5-17直线阵

1)H面方向图在此面内，半波振子的方向函数为式(5-22)中命θ=90°的结果，即

F1(θ=90°)=1阵因子为式(5-23)中命β=0°的结果，即

F2(β=0°)=n两者之积即为同相直线阵在H面的方向函数：

FH(Δ)=n图5-18四元同相直线阵(a)H面；

(b)E面

2)E面方向图在此面内，半波振子的方向函数为式(5-22)中命θ=90°-α的结果，即阵因子由式(5-23)中命β=α而得出，即(5-29)两者之积即为同相直线阵在E面的方向函数：

图5-18(b)是n=4的结果。

(5-30)

3.端射阵端射阵是最大发射方向在振子排列所在的平面上，且指向振子排列方向的天线阵，如图5-19所示。若振子之间相距d=λ/2，且各振子反相激励，则由式(5-21)可知其最大发射方向决定于

即θ0=±90°，如图5-19所示。阵因子由式(5-20)中命￠=π而得到，即为

(5-31)图5-19表示n=4的端射阵在垂直振子的平面和包含振子的平面内的方向图。在图(a)的情况下，半波振子本身的方向函数为F1=1，因此合成方向图为图

5-19四元端射阵

在图(b)的情况下，半波振子本身的方向图由式(5-31)计算，因此合成方向函数为

事实上，端射阵并不一定两端都有最大发射方向。如果两平行的半波振子相距λ/4，两者激励电流相位差90°，也可以成为端射阵。

4.相控阵从式(5-19)可以看出，如果天线阵中各天线元间的距离d一定，工作波长一定，则改变各振子之间激励电流的相对相位就能改变最大发射方向β0。因此，只要连续改变各振子的电流相位就可以使主波束在空间扫描。这样的天线阵称为相控阵。相控阵天线对于跟踪快速运动目标是有利的，因为它不需要天线本身有机械运动。所以，这种天线又叫电扫描天线。v5.5同相水平天线

米波雷达和短波远程干线通信都广泛使用同相水平天线。它是一个天线阵，阵中每一天线元都是中心馈电的半波振子。各振子之间相距λ/2，依一定的行列数在平面上排阵，如图5-20所示。这种天线要求每一振子都是同相馈电。为了使发射集中到一个方向上，还附加有金属反射网。这种天线的振子由导体构成，为使其工作频带加宽，在米波波段常使用铜管或铝管，在短波波段常使用笼形振子，如图5-21所示。图

5-20同相水平天线

图5-21单振子结构(a)管形；

(b)笼形

天线面共有2n列和2m行振子，每一振子都是水平放置的。辐射场是水平极化波。振子间距为λ/2。配电馈线要交叉连接，如图5-22所示，这样就可以利用传输线每隔λ/2就使电流反相以达到同相馈电的目的。为了完全对称馈电，振子的行数和列数都应为偶数。在米波雷达天线中，振子用λ/4短路线固定在有反射网的构架上。在短波通信天线中，振子和反射网都是悬挂在铁塔之间的金属幕。图

5-22馈线与振子的连接

反射网的纬线平行于振子轴，应当比较密集，使导线间距远小于工作波长。这样，可视它为理想导体，而用镜像原理来计算反射的作用(可参考图5-23)。网的尺寸(高和宽)应该比天线面大一些。从镜像原理可知，反射波相当于在网后对称位置有一反相激励源，如图5-24所示，镜像源与真实源有λ/2的波程差。这样就可以补偿反相激励，而在所需要的发射方向上使辐射场同相相加。这就使能量集中到一个方向去发射。

图

5-23反射网

图

5-24反射网的原理

发射机通过主馈线，第一配电馈线(列馈线)和第二配电馈线(行馈线)向天线各振子馈电。第二配电馈线使每行振子的电流同相且等幅。第一配电馈线应设计成使每列振子电流同相。至于振幅则可以相等，也可以依一定的比例(例如依契比雪夫多项式的系数，或其他规律)分配以便抑制副瓣。同相水平天线的方向图从概念上观察可以判定为图5-25中沿z轴方向。因为z轴是垂直于天线阵平面的轴。在各天线元都是同相馈电时，在此轴方向上，天线元都有相同的波程，因而各天线元的辐射在z轴上同相相加，由此形成沿z轴的最大发射方向。具体的方向函数可由以下的计算结果得出。图

5-25同相水平天线的方向图

在同相水平天线中，参考图5-25可知，沿x轴相当于边射阵，沿y轴是直线阵。在H面上，这两个阵的阵因子由式(5-24)和式(5-28)之积决定。前者为在式(5－24)中以2m代替n的结果；后者为在式(5-28)中以2n代替n的结果。在此面上，半波振子本身的方向因子均为1，故同相水平天线在H面的方向函数为在E面上，半波振子的方向函数为

阵因子为式(5-26)与式(5-29)之积，但前者应将n换为2m，后者应将n换为2n，

即

于是同相水平天线在E面的方向图函数为

最后的结果为

(5-32)H面：

E面：

考虑到反射网的作用，根据第4章式(4-49)和式(4-50)可知，当H=λ/4时还应乘以下列因子：在H面：

在E面：

因此，

总方向函数为

(5-33)(5-34)可见，在H面的方向图只与两个方向函数有关，它们是列方向函数和反射网方向函数，而与单振子和行方向函数无关。在E面的方向图只与单振子方向函数、行方向函数和反射网方向函数有关，而与列方向函数无关。同相水平天线的方向系数D可由下式来计算：

(5-35)即(2.5～3)倍行列数之积。表5-2列举了几个同相水平天线的性能以供参考。把其中一些参数和表5-1的微波天线相比较可以看出，同相水平天线的增益要比微波天线低得多，半功率波瓣宽度也比微波天线大。但是在线天线中它仍然是高增益、

锐方向性天线。

表

5-2几个同相水平天线的性能参数

5.6引向天

线引向天线或称波道天线、八木天线，它广泛用于分米波和米波雷达以及米波通信设备中。这种天线的结构如图5-26所示。它由一个中心馈电的有源半波振子(或称主振子)、一个反射振子(稍长于半波长)和若干引向振子(稍短于半波长)构成。引向器的数目通常为一个以上。各引向振子可以是一样长，也可以是离有源主振子越远的越短。反射振子和引向振子都是无源振子，它们的中点是短路的，不接电源，所以又称为寄生振子。各振子之间的间距一般小于λ/4。所有振子在一个平面内，轴互相平行，中点在一条连线上并固定于金属杆上。振子所在的平面是天线发射的电场振动平面，所以称为E面。通过振子中心的金属杆与振子所在平面相垂直的平面是H面。

图

5-26引向天线结构

在第4章4.7节讨论二元振子的方向性时曾经说过，如有两振子相距λ/4，其中振子1的激励电流超前于振子290°，且两者振幅相等，则天线的最大发射方向在振子1→振子2的方向。这是因为，振子1的超前90°激励会被D=λ/4距离引起的相位滞后90°所抵消，而在振子1→振子2方向上发射的电波同相相加，故形成最大发射方向，如图5－27所示。在与之相反的方向上，振子2的辐射场除激励电流滞后于振子190°外，又有λ/4的程差相移，所以，在相反方向上两者的辐射场处处反相抵消，形成零发射方向。在这种情形下，如果振子2是主振子，则振子1相当于反射器；如果振子1是主振子，则振子2相当于引向器。这就是引向天线的基本作用原理。图

5-27引向天线原理

但以上是两振子都接入电源，并能控制各振子的电流大小和相位的结果。如果只有一个振子接入电源，而另一振子在中心短路，则此无源振子上的电流大小和相位将依赖于有源振子电磁场对它的感应。这种感应而生的电流将产生一个辐射场。如能调整振子的长度和它与有源振子的距离，就有可能使其辐射场在一个方向与有源振子的相加而增强；在相反的方向上相抵而减弱。和两者都接电流时的不同之处在于，这种感应而产生的反射或引向作用并不一定发生在相距λ/4和长度为λ/4的情况下。由理论的估计和实际的测量表明，用作引向器的无源振子长度应短于有源振子；用作反射器的无源振子长度应比有源振子长些。两者之间的距离也不是λ/4而是小于λ/4。图5-28(a)、(b)分别是三元和五元引向天线尺寸举例。图(c)是有6个引向器的天线方向图，其中实线是H面方向图，

虚线是E面方向图。

图5-28实际引向天线举例(a)三元引向天线尺寸；

(b)五元引向天线尺寸；

(c)八元引向天线方向图

由一个有源半波振子、一个反射器或一个引向器构成的引向天线，它的方向系数最大可达6。为了进一步加大方向系数，可以同时使用一个反射器和若干个引向器。为了加强反射作用，有时可以加反射网。当引向器数目加多时，反射器的作用变弱，天线的方向性基本上决定于引向器。但引向器的数目也有一个限度，增加太多对提高方向系数的作用将不显著，而结构上却变得笨重。所以很少有十几个或几十个单元的引向器。引向天线也是一种天线阵，从天线阵的分类来说，它是端射阵。有时，在引向天线的终端放一个平面反射器可使电磁波反射回去，造成与端射式相反的最大发射方向。这种天线称为背射式天线。这种天线比原来端射式天线的增益高，副瓣电平低，是卫星通信地面站所使用的天线之一。

引向天线的方向系数可由下式计算：

(5-36)其中：L为有源振子至最末一个引向器之间的距离；g是一个与振子数目有关的比例系数。从上式看，它相当于L等于一个波长时天线的方向系数。图5-29是D和g随L/λ变化的曲线。图

5-29计算方向系数的曲线图

引向天线的方向系数还可用如下的经验公式估计：

(5-37)其中，n为引向器数目。引向天线的半功率波瓣宽度2θ0与L/λ有关，图5-30是两者关系的大概变化情况。这种天线的效率较高可达90%以上，除单独使用外，也可以组成引向天线阵以获得更高的增益。

图

5-30半功率波瓣宽与L/λ的关系

1.折合振子

为了有效地将电磁能量馈送到天线而发射出去，要求有源振子设计成谐振波长(还要计及无源振子的影响)，使天线输入阻抗为纯电阻，同时还必须考虑天线输入阻抗与馈线匹配问题。半波振子的输入阻抗为73Ω，为纯电阻。但是在它附近放置几根无源振子之后，由于耦合作用可使输入阻抗降低到60Ω以下，甚至低到15～20Ω。引向天线是同轴电缆馈电的。标准同轴电缆的特性阻抗一般在50～100Ω之间。为了提高天线的阻抗使其能补偿无源振子引起的下降而与同轴电缆匹配，以提高馈电效率，引向天线的有源主振子一般均采用折叠式半波振子，简称折合振子。

折合振子是在一个有源振子的两端接上一个无源振子而构成的，如图5-31所示。两振子的距离D远小于波长λ。在这种情形下，两振子上的电流I0相同。这一点可由图5-32看出。可以把折合振子看作从中点横向拉开的λ/2短路传输线。拉开之后，原来反相分布的电流变为同相分布。由于折合振子的两振子间的距离远小于波长，故对外部空间来说，相当于电流为2I0的一个单振子。那么，其辐射功率为图

5-31折合振子

图

5-32折合振子的形成

若天线为理想结构(即无耗天线)，

则辐射功率P就等于输入功率P0,而天线的输入功率为

从上两式相等不难看出，在折合振子情况下，输入电阻Rin为4Rr，即折合振子的输入电阻为单振子的四倍。单振子的输入电阻为73Ω，现在变为大约300Ω，这样就提供了足够的输入阻抗储备量使其降低之后仍能与同轴线匹配。由于两振子电流同向，且距离极近，因此折合振子的方向图和半波单振子的方向图没有什么区别。

2.平衡馈电对称振子天线的两臂相对于地而言是对称的。但是同轴线的内外导体对地而言不是对称的。因此，如将同轴线的内导体与对称振子的一臂相接，外导体与另一臂相接，就会引起振子上的电流分布不平衡。这种情况可由图5-33看出。这时，外导体内壁的电流I1在开口处分为两路：一路I2沿外导体外壁流出；一路I1-I2流到振子左臂。中心导体的电流和外导体流过的总电流I1是相等的。这样一来，振子上左右两臂电流的分布就不平衡了，如图5-33中右侧的电流分布曲线所示。这种不平衡馈电的后果主要有三：①使天线方向图不对称，发生扭转；②电缆外壳有辐射且为垂直极化振动，如用作接收天线，则振子不仅能受到水平极化波的干扰，还可能受到垂直极化波的干扰；③改变了天线的输入阻抗，使天线与馈线失配。图

5-33不平衡馈电的结果

采用平衡装置可以改正不平衡馈电的情况。一种方法是加装一个λ/4的短路扼流套筒，或在同轴线接天线端开一个λ/4的短路缝隙，如图5-34所示。这种装置在开口端呈很大的阻抗(理论上是无限大阻抗)，使向同轴线外导体外壁流的电流受阻，于是可达到振子两臂平衡馈电的目的。

图

5-34扼流筒与缝隙

另一种装置是采用U形管，如图5-35所示。在这种装置中，对称振子的两臂都接在同轴电缆的中心导体上，但相距λ/2。由传输线的理论可知，相距λ/2处阻抗不变，电流反相。所以，将这两点接入振子两臂就能够满足两臂对电流相位的需要。这时由于外导体只用作屏蔽，因而不存在上述的外表皮电流问题。但是，U形管的装置，不仅能达到平衡馈电的目的，还会起到阻抗变换作用

图

5–35

U形管

5.7螺

旋天

线

螺旋天线是将导线绕成螺旋状而构成的天线。在一定的结构尺寸下，它称为端射式天线。它通常使用在500～2000MHz范围，用于产生圆极化波。它的结构和几何参数如图5-36所示。它由同轴线馈电；外导体展开为反射板，也是地线；中心导体延伸出来制成螺旋线。螺旋线的终端可以悬空，也可以把它和同轴线外导体相接。在图5-36中，A表示天线长，螺旋一圈的直径用D表示，S是旋距，C是圆周长，即C=πD，L代表螺旋一圈的长度。由图上的几何关系可知： 。螺旋的旋距角α则由tanα=S/C来决定。图

5-36螺旋天线

图

5-37方向图举例

可以把螺旋天线的每一圈当作一个天线元，然后把它们排成直线阵以计算其方向函数。所得的结果为

(5-38)由实际测量得到的实用经验公式为

增益

(5-39)

半功率角

(5-40)这两个公式成立的条件为

(5-41)现在研究圆极化波的形成。取螺旋天线的一圈，把它看作平面线圈，它的长度正好是一个波长，如图5-38所示。在此线圈中，电流是行波。在时刻t1，它的电流分布如图5-38(a)所示。取A、B、C、D四个单元来看，在此时刻，它们的x方向电流分量的辐射场是互相抵消的。在所有相对于y轴的对称点上都是如此。于是在t1时刻产生辐射场的有效电流分量只有Iy成分。它相当于y轴平行分布在圆周上的许多电流元，它们合起来将在轴线z方向上产生最大场强，并且也是y分量，即Ey。再过1/4周期之后，上述圆电流圈上的电流将如图5-38(b)所示。图

5-38圆极化波的形成

螺旋天线的工作波段宽。在轴向发射最强的条件下，它的方向图、输入阻抗和极化情况可以在1.7∶1的频率范围内保持不变。它的这一优点，正好克服了引向天线的缺点。但它的缺点——制造和调整具有高增益的大螺旋天线比较困难及副瓣电平较高，又是引向天线的优点。

5.8旋转场天线(电视发射天线)这种天线是利用非全向方向图在空间绕垂直轴旋转而获得全向方向图的。通常电视发射天线就采用这种旋转场天线。它是在空间水平面上互相垂直放置的两个对称振子(半波振子)，并以90°的相位差分别对它们馈电。为了说明旋转的原理，我们先用基本振子的方向图来讨论。如图5-39所示，两基本振子互相垂直地放在水平面上。

图5-39旋转场天线振子①的方向函数为sinθ，振子②在同一点P观察时，它的方向函数应为cosθ。对图上所标的激励电流正方向来说，它们在P点的电场同方向相加。在距振子r处观察电场的振动，考虑到激励电流的90°相移，则两者的振动式应为式中：sinωt和cosωt反映激励电流的相移在P点产生的两个辐射电场的相移;系数A包括了一切在距离、电流振幅、振子长度等给定后的不变量。由于两振子是完全相同的，因此系数A也都一样。两天线在P点的合成场为(5-42)这一结果表示一个旋转着的电场振幅分布。因为，如命θ′=θ-ωt,则(5-43)它表示在θ′坐标中的电场分布是不变的，而在θ坐标中却以ω为角速度在空间旋转。

换言之，如果观察者在随着场旋转，他将看到如式(5-43)所示的方向图。如果观察者相对于旋转场静止，则将看到如式(5-42)所示的方向图。这种情况如图5-40(a)所示。

这种旋转着的方向图在水平面内将形成无方向性的圆。

图

5-40旋转方向图

实际的旋转场天线采用半波振子。

这时在P点的电场强度为

这也是一个旋转场。它转出来的水平面方向图如图5-40(b)所示。为了使两振子的电流有90°相移，可采用两种馈电方法。一种方法是用短路同轴线构成电感，串接在馈线与振子之间，如图5-41(a)所示。另一种方法是使两振子的馈线长度差λ/4以得到90°相移，如图5-41(b)所示。图

5-41旋转场天线的馈电

为了适应宽频带的需要，应加粗振子导体的直径以降低输入阻抗。为了减轻重量，把粗导体改为导体板。为了架高之后减小风阻，把导体板改为用钢管做成的栅板来代替金属板。为了防雷，还要加入接地的钢管。这样一来，电视发射天线就演变为所谓的蝙蝠翼天线。其过程如图5-42所示。最后形成了图5-42(b)、(c)所示的天线。

图

5-42蝙蝠翼天线图5-42(b)中所示的天线，由于两端DD短路，故在AD上形成驻波，A-A有最高电压。但A-A点的振子最短，阻抗很大，因此振子上的电流小。从B到D的几个振子，由于逐渐变长，阻抗减小，因此虽然电压逐渐减小，但振子上的电流仍然增大。电流的最大值在AD中间。因此，在垂直于振子的平面内，它的方向图近似于相隔半波距离的两个半波振子所产生的方向图。另一方面，B-B、C-C各点，短路线BD、CD呈电感性，而各振子呈电容性，有对消作用，所以有宽波段特性。经过实验，这种蝙蝠翼天线的输入阻抗约为150Ω的纯电阻，在30%的频带内，驻波比小于1.1。

若在与上述蝙蝠翼面垂直的方向上再加一副振子，馈给90°相移的电流，则在水平面内可得到旋转场。为了增强垂直平面内的方向性，可增加蝙蝠翼天线的层数。每层天线的中心距离约为一个波长。图5-43是一个四层和六层天线在垂直平面的水平极化电场的方向图。横坐标表示仰角。在振子放置的水平平面内，该天线发射水平极化波。离开此平面，则不是水平极化波而成为椭圆极化波。在垂直于振子平面的轴线上。亦即在天线钢杆所指的方向上是圆极化波。表5-3是多层蝙蝠翼天线的增益数据，

可供读者参考。

图

5-43多层天线的方向图

表

5-3多层蝙蝠翼天线的增益数据

5.9垂

直天

线

垂直天线是垂直(例如相对于地面，或相对于大导体平面)放置的振子。它在水平面内的方向图是一个圆，因此，它也是全向天线。当它放在理想导电平面上时，由于它的镜像源上的电流方向相同，可以显著地增强辐射，因此，这种天线总要伴随一个导电性能良好的大平面。同时，为了使它在垂直平面的方向图不发生裂瓣，天线不能太长，一般说来是λ/4或更短。因此，我们可以说，所谓垂直天线，就是放在导电平面上的高度约为λ/4或更小的直立式天线。这种天线的应用范围极广，从超长波(波长几十到上百千米)到微波(几个厘米)都要用它。这种天线一般是在其下部馈电，它在垂直面内的方向图相当于被截去了一半的8字形。

虽然是底部馈电，但从镜像原理来看，它和中间馈电的对称振子性质相同。如果天线的高度h正好相当于λ/4，则它可认为是半个半波振子。这时在底部是电流波腹，电压波节(零电位)；上端是电压波腹，电流波节。图5-44给出了这种振子天线的基本特点。其中，图(a)是与之相应的镜像；图(b)表示当它的高度h=λ/4时的电流电压分布；图(c)是它在水平面上的基本方向图；图(d)是它在垂直平面上的基本方向图。图上显示了四种情况。可以看出，当地面是理想导体时，

沿地面的场强最大。

图

5-44垂直天线的基本特点

1.天线的有效高度在这种天线中，要想增强辐射可以增加天线的高度。但是不能无限制地增高。因为，天线高了辐射的总功率固然有所增加，但产生了裂瓣，造成功率的分散，这是不利的。何况在某些情况下(例如波长为2000m的长波)，即使想把天线架高到λ/4的长度也是相当困难的。所以，对于这种天线，一个突出的问题是如何在不太允许增加高度的条件下增强发射能力。

所谓天线的有效高度，是指把原来不均匀分布的电流振幅，依一定振幅的电流来均匀分布时应有的高度。这个“一定振幅”的电流可以是输入端的电流振幅，如图5-45中的IF；也可以是波腹电流，如图5-45中的I0。如果振子正好是λ/4，则两者相等。图5-45表示一段垂直天线，其实际高度为h，它的电流分布如斜线面积所示。如果把这个面积改为一个与之相等的矩形面积，它的一个底边是输入端电流IF，则另一边就是相对于输入电流IF的等效高度，用he表示。图5-45有效高度设天线电流振幅依正弦函数分布。为方便起见，以终端为坐标零点，于是由图5-45可知，沿线电流振幅的分布为

(5-43)这里，I0是波腹电流，α=2π/λ是相移常数。由此，输入端的电流振幅IF可写为

(5-44)根据有效高度的定义，两个面积相等，则必然有

但由式(5-43)和式(5-44)可知，

把它代入积分式可算出

但因为

故

(5-45)这是以输入端电流振幅IF为准计算垂直天线有效高度的一般公式。下面说明两个特例。

(1)h<<λ。这时天线等于基本振子。由可知

(5-46)(2)h=λ/4。这时天线是半个半波振子。在式(5-45)中命h=λ/4即得

(5-47)

例如，波长为400m，接地垂直振子的实际高度为h=20m，由式(5-45)可知其有效高度为

又从h<<λ的式(5-46)可算出

以上算的是半个振子的结果。如要算整个对称振子的有效长度Le，则应把所得的分式乘以2，再将h换为振子一个臂的真实长度l即可。

例如，

由式(5-45)可得

(5-48)

2.辐射电阻

当电流沿有效高度均匀分布时，可把天线称为长度为he的电流元。它的辐射电阻计算公式已在第4章导出过，

即

其中，l是基本振子的长。如果以对称振子的有效长度Le代替上式中的l，就能算出对称振子的发射电阻。但对称振子的有效长度是垂直接地振子的两倍，即Le=2he。这是自由空间的情形。实际上垂直接地振子的辐射只是地面上半空间。所以，它的发射电阻应为对称振子的一半。把这些讨论结果代入上式就可计算出垂直振子发射电阻的公式为

(5-49)这是归算于输入端电流的发射电阻。在上例中我们已算出λ=400m,h=20m的垂直振子的有效高度he=10m，代入式(5-49)就可算出它的发射电阻为可见，发射电阻很小。

3.天线的加载(加顶负载)从有效高度可知，要想提高垂直振子的发射能力就必须提高它的有效高度。为了增大有效高度就必须使电流均匀分布。为此，通常要在垂直振子顶部加上水平的或倾斜的导线网。它们加大了振子终端的电容，使原来的终端电流波节移至导线网的末端，使垂直振子上的电流分布更加均匀。这种方法称为天线的加载，就是增加一个顶负载。顶负载是水平导体，本身的辐射由于导体面下的反方向镜像而变得很弱。所以，加顶负载以后，天线的基本发射部分仍为垂直部分。加顶好比把天线应加长的部分折转，使电流波节移至水平部分的末端，如图5-46所示。图上显示了天线和顶负载上电流分布的大致情况。

例如有一垂直接地天线，它的高度h<<λ。如果加顶负载之后，可使垂直部分电流变均匀，于是天线的有效高度会从h/2变为h。由此从式(5-49)可知其发射电阻会增长至原来的4倍。图

5-46加顶负载的天线电流

4.接地和地网在多石与干燥土壤上或对于不是长期固定架设的电台，可用架在地面上的地网来代替接地导体。图5-48(b)是一个有地网的短波直立式天线。地网的高度与电台功率有关，小功率和中功率短波电台约为0.5～1m，大功率电台更高些，可达5m。地面不良导电影响范围约为0.35λ，所以接地导体和地网的范围最好为0.3λ～0.5λ。接地和地网对提高天线效率有显著影响。就长波天线来说，它的效率是很低的，一般为10%～20%，如果地线铺张的面积小，甚至可降至0.1%以下。如果注意架设良好的地线，

可望提高效率到50%或更高。

图

5-47接地和地网

图

5-48接地导体和地网

5.常见的几种垂直天线

1)长中波天线在这一波段，最短的波长约为150m，相应的频率为2MHz。如果要使天线架高，且达到谐振长度，避免或减轻地面的影响是困难的。既然不能避免地面影响，则天线的发射问题必然会伴随电波沿地面的绕射。实际的地面不是理想导体也不是理想绝缘体，而是半导电介质。在这种情况下，如果电波中的电场与地面平行，则相当于平行于地面的两点之间加上了电压，会引起水平电流而消耗能量，所以采用水平极化波沿地面传播是不利的。这类天线的架设形式有两种，一种是悬导线式，一种是桅杆或铁塔式，如图5-49所示。悬导线式的馈电方式在图上容易看清。桅杆或铁塔式的馈电方式需要做一些说明。图5-49(d)是有绝缘基座的铁塔天线。图5-49(e)、(f)、(g)的天线都有接地基座。图(e)是通过可调电容馈电。图(f)是顶馈式伞形天线。它把同轴线中心导体通过中空的桅杆内部延伸上去和顶伞(即顶负载)相连，同轴线的外导体则与桅杆相连。这样，相当于电源接在顶伞和桅杆顶部之间，所以称为顶馈式。图(g)是通过环形线圈由磁感应馈电，桅杆相当于变压器的次级。具有接地基座的天线结构稳固，不用拉索，不必装防雷装置，可以竖得高些，

所以构造成本较低。

图5-49长中波天线(a)T形；

(b)Γ形；

(c)伞形；

(d)、

(e)铁塔；

(f)、

(g)桅杆

2)短波与超短波鞭形天线使用垂直接地振子由地面传播电波以达到通信目的的短波和超短波天线，一般称为鞭形天线。它们的长度，在便携式电台最高为1.5～2m左右，在车载电台一般最高为4～5m左右。鞭形天线由空心或实心的铜、钢或硬铝杆做成。其加载的方式，可以是把终端做成小球或小圆盘，也可以是加辐射状的金属片。其接地和地网，在便携式电台则为机架，在车辆电台则为车身，或者引出扫帚式的地线。若为固定架设的，则采用图5-48(b)所示的地网，一般由四根或更多股导线构成。这种天线的水平面方向图基本上是圆。但由于加顶的情况不一样，因而可以有些变化。图5-50是几个例子。应用于这个波段的垂直天线由垂直极化的地表面波传播的通信距离，一般为几千米到几十千米。

图

5-50鞭形天线及其变形举例

3)盘锥天线在垂直振子中，如图5-44所示的方向图只有在导体板尺寸为无限大的情况下才是对的。实际上电台的机架、机壳和飞机的机身以及特意制造的导体板尺寸都是有限的。当导体板是有限大时，最大发射方向将与接地板之间有一个角度。图5-51分别给出了无限大导体板(实线)、尺寸为几个波长的导体板以及尺寸大约为一个波长(点线)的导体板上λ/4垂直振子在垂直平面(E面)的方向图。可以看出，当导体板尺寸有限时，最大发射方向上翘。为了使最大发射方向不上翘，可以把与同轴线外导体相连的导体板向下折而成为锥形，然后再将内导体延伸出的末端改为圆盘，就变成了如图5-52所示的盘锥天线。图5-52(a)是盘锥天线的尺寸与外形，(b)是圆盘直径A与锥体大直径D在不同比值情形下的垂直平面方向图。由于这种天线常用于地面和空中移动对象(飞机)的通信，因此希望在垂直平面内的最大发射方向上有一些上翘。

图

5-51不同尺寸导体板对垂直平面方向图的影响

图

5-52盘锥天线

实际使用的盘锥天线，圆盘直径A约为0.25λ；锥体大直径D约为0.4λ；锥体的高B约为0.35λ；圆盘与锥体之间的间隙S的大小和天线的匹配关系较大。对于特性阻抗为50Ω的馈线，间隙的宽度为锥体小直径的1/3，即S=d/3。锥体的角度θ通常的变化范围为10°～45°。圆盘直径A与锥体大直径D之间的比值约为0.7,即A≈0.7D。使用这种天线的波长范围约为0.1～1.5m。这种天线工作时有一个截止频率，低于此频率，天线的匹配特性急速变坏，驻波系数急剧上升，如图5-53所示。表5-4是两种截止频率的盘锥天线的尺寸(单位均为cm)。从图5-53上也可看出这种天线的工作频带较宽。图

5-53匹配特性举例

表

5-4除用金属板构成盘锥外，也可用金属杆构成盘锥，如图5-54所示。

图

5-54金属杆盘锥

问题由垂直振子和低架水平振子的方向性来研究图5-55所示的几个天线在水平面内的方向图。

图

5-555.10微

带天

线

微带天线是在一片薄介质基片的一面贴上薄金属层作为接地板，而在介质基片的另一面形成特定形状的金属带状线。它利用微带线或同轴线馈电，在导体贴片与接地板之间激励起射频电磁场，并通过贴片四周与接地板间的缝隙向外辐射。通常，介质基片的厚度与波长相比很小，因而实现了一维小型化，属低面型天线。微带天线的形式是灵活多样的，按其结构可分为微带贴片天线、微带阵天线、微带线性天线以及微带缝隙天线等。通常采用空腔模型来对微带天线进行分析。它是将贴片与地板之间的空间处理成上下为电壁、四周为磁壁的TM模谐振空腔。

天线辐射场由空腔四周的等效磁流得出。

图

5-56微带天线和介质基片中的电场

微带天线的基本原理可通过考察矩形微带贴片来理解。如图5-56(上)所示，切片尺寸为L×W，介质基片厚度为h，介电常数为ε，其中λ0为自由空间波长。微带贴片可看作为长L宽W的一段微带传输线，其终端处因为呈现开路，所以将形成电压波腹。此时，切片与接地板间的电场分布如图5-56(下)所示。在空腔中，电场垂直于贴片，也就是说电场沿着z方向，贴片的四周边缘切向为零。沿着辐射单元的长度方向，场分布按余弦规律变化；而沿宽度方向，场分布是均匀的。最低模次时(假设λ≥W)，有其中，H0=-jE0/η，它们满足边界条件Hy(x)=0(x=±L/2时)。响应频率为

其中, εr为介质基片的相对介电常数。图5-57所示为计算微带天线的辐射场的两个简单模型。左边模型中，贴片尺寸小于介质基片尺寸，离贴片距离为a的电场用Ea表示，贴片的四个边缘是有效的辐射孔径；右边模型中，贴片尺寸大于介质基片尺寸，这时介质基片就成了有效的辐射孔径，在这些壁上，切向电场为 ；根据边界条件，切向磁场为零。图

5-57微带天线的孔径模型

对于上面所述的两种模型而言，孔径的等效磁流为 ，那么辐射模式就由孔径磁流来确定。对于面1和面3：

对于面2和面4：

因此，表面磁流 为

对于面1和面3:

对于面2和面4：

则由四个有效孔径产生的电场为

其中，Fm为基于孔径的二维傅立叶变换。

所以，对于面1、面3，dS=ady，它们产生的辐射场为

其中，vx,vy分别为归一化的波数，且有

相似地，对于面2、面4，dS=adx，它们产生的辐射场为

所以，由面1、面3得到的归一化增益为

而由面2、面4得到的增益为

通常，工程中关心的是E面(￠=0°)和H面(￠=90°)的方向图，如图5-58所示。其中，εr=2.2,W=L=0.3371λ。图

5-58微带天线E、H平面增益(W=L=0.3371λ)5.11智

能天

线

1.自适应阵列天线系统自适应阵列天线系统将持续监控其覆盖的范围，以适应不断变化的无线环境(包括移动用户和干扰信号)。在最简单的情况(即一个用户、无干扰)下，系统将提供有效的天线模式来跟踪用户，为用户所在的方向提供最大的增益，从而适应用户的位置移动。空分多址的基站组件就是一种先进的自适应阵列系统。

自适应阵列天线技术利用基带数字信号处理技术，产生空间定向波束，使天线主波束即最大增益点对准用户信号到达的方向，旁瓣或零陷对准干扰信号到达的方向，从而给有用信号带来最大增益，有效地减少多径效应所带来的影响，同时达到对干扰信号删除和抑制的目的，如图5-59(a)所示。使用自适应阵列天线技术能带来很多好处，如扩大系统覆盖区域，提高系统容量，提高数据传输速率，提高频谱利用效率，降低基站发射功率，节省系统成本，减少信号间干扰与电磁环境污染等。

图

5-59自适应阵列天线基本原理图

自适应阵列天线技术最重要的部分还在于基带处理部分。基带部分将自适应天线阵接收到的信号进行加权和合并，从而使信号与干扰加噪声比最大。基带处理部分采用了复杂的自适应算法。目前已经有多种有关时域和空域的算法提出。如通过时域获得天线最优加权的算法有：最小均方算法(LMS)、取样协方差矩阵的直接求逆(DMI)、递归最小均方误差(RLS)算法和恒模(CM)算法等。通过在空域对频谱进行分析以获得信号到达方位角(DOA)估计的算法有：多信号分类(MUSIC)算法、旋转不变技术信号参数估计(ESPRIT)算法等。

图5-60为自适应智能天线实现的简单原理图。

图

5-60自适应智能天线实现的简单原理图

2.智能天线能提高频谱利用率如何采取新技术高效使用频率资源已成为人们日益关注的课题。随着微电子技术的高速发展，智能天线技术作为有效解决这一问题的新技术已成功应用于移动通信系统，它通过对无线数字信号的高速时空处理，极大地改善了无线信号的传输，成倍地提高了系统的容量和覆盖范围，从而极大地改善了频谱的使用效率。就移动通信而言，为了更有效地利用有限的无线频率资源，时分多址技术(TDMA)、频分多址技术(FDMA)和码分多址技术(CDMA)都得到了广泛的应用，并在此基础上建立了GSM和CDMA两大主要的移动通信网络。就技术而言，现有的这三种多址技术已经得到了充分的应用，频谱的使用效率已经发挥到了极限。

空分多址技术(SDMA)则突破了传统的三维思维模式，在传统的三维技术的基础上，在第四维空间上极大地拓宽了频谱的使用方式，使得移动用户仅仅由于空间位置的不同而复用同一个传统的物理信道，将移动通信技术引入了一个更为崭新的领域。而实现它的技术核心则是自适应智能天线技术。自适应智能天线技术是一种软件技术，是当今软件无线电技术的基础。它使用了自适应阵列信号处理软件，对所有用户的无线信号进行高速时空处理，从而实时地调整无线信号的传输，为每位用户提供优质的上行链路信号和下行链路信号。即使基站在充满噪声和干扰的环境中，也能监测并保持与多个不同用户的通信连接，从而实现空分多址(SDMA)的效果。在网络中，这种先进的基站性能可以用来增加基站覆盖范围，从而降低网格成本，

提高系统容量，

最终达到提高频率使用效率的目的。

SDMA可以与任何空间调制方式或频段兼容，因此具有巨大的实用价值。从自适应智能天线技术的实现原理可以看出，自适应智能天线的核心在于基带的数字处理部分，它由数个软件功能模块组成。自适应智能天线系统针对不同的通信标准以及不同的应用环境有不同的解决方案，基站系统只需通过软件置换即可实现基站设备的重新配置，而基站系统的射频结构及其他硬件结构则不需作任何调整。空分多址的基站组件就是一种先进的自适应阵列天线系统。自适应阵列天线系统持续监控其覆盖的范围，针对不断变化的无线环境(包括移动用户和干扰信号),系统将提供有效的天线发送和接收模式来跟踪用户，为用户所在的方向提供最大的增益，同时抑制其他用户的干扰，以适应用户的位置移动。

3.智能天线的特点和优势提高系统容量。

(2)扩大小区覆盖距离和范围。

(3)减少多径干扰影响。

(4)降低系统的成本。

(5)提供新服务。

(6)更好的安全性。

(7)增强网络管理能力。

(8)解决远近效应问题和越区切换问题。

4.智能天线的组成和关键技术

智能天线主要分为天线阵列、接收通道及数据采集、信息处理这三部分。在移动通信系统中，天线阵列通常采用直线阵列和平面阵列两种方式。在确定天线阵列的形式后，天线单元的选择就十分关键。天线单元不仅要达到本身的性能指标，还必须具有单元之间的互耦小、一致性好以及加工方便等特点。目前，微带天线使用较多。接收通道及数据采集部分主要完成信号的高频放大、变频和A/D转换，以形成数字信号。目前，受A/D器件抽样速率的限制，不能直接对高射频信号和微波信号进行采样，必须对信号进行下变频处理，降低采样速率。

信息处理部分是智能天线的核心部分，主要完成超分辨率阵列处理和数字波束形成这两方面的功能。进行超分辨率阵列处理的目的是获得空间信号的参数，这些参数主要包括信号的数目、信号的来向、信号的调制方式及射频频率等。其中，信号的来向对于实现空分多址和自适应抑制干扰有着重要的作用。在众多的超分辨率测向算法中，MUSIC算法及其改进算法一直占据着主导地位，它不受天线阵排阵方式的影响，只需经过一维搜索就能实现对信号来向的无偏估计，并且估计的方差接近CRLB。此外，使用ESPRIT算法来解决移动通信中的测向问题也得到了广泛的研究。数字波束形成主要通过调整加权系数来达到增强有用信号和抑制干扰的作用，它需要收敛速度快、精度高的算法支持。根据所需先验知识的不同，目前的波束形成算法主要有三类：以信号来向为先验知识，如LCMV算法；以参考信号为先验知识，包括LMS算法及其改进算法NLMS、RLS等；不需要任何先验知识，

如CMA算法。

5.12卫

星天

线

1.卫星通信天线的发展变化

而从技术方面看，星载天线从采用1枚反向镜天线发展到采用多枚来完成使命，还从成形波束向多波束天线发展，展开型网状天线技术也得到了深入的发展。地球站天线从最初的大型轴对称天线到降低干扰的偏置天线，现已发展到可同时与多个卫星通信的多波束天线。最近，伴随着小型化趋势，可移动的简单地球站正在兴起。移动终端天线除船舶通信用船载站天线外，还发展了车载终端站天线及传送数据等的便携式天线。另外，随着低轨道卫星通信系统的实用化，一些企业正在开发各种类型的便携式终端天线。

2.近期发展的各类天线的结构及技术性能

1)喇叭天线喇叭天线是诸种天线中最简单的一种。与抛物面天线相比较，喇叭天线的波导口面积很小，因此天线的增益和方向效应也很小。喇叭天线若用作接收卫星信号，要求其天线增益至少是34dB/11.3GHz。据计算，为达到该增益要求，喇叭天线所需边缘长度为52cm×52cm，结构长度为80cm。由于喇叭天线的加工费用较高，把它用于接收卫星信号显然很不实用，因此人们常将它用于定向无线电测试或用作反射面天线的馈源系统。喇叭天线用作反射面天线的馈源时，

有多种结构类型，

但多数是环形、

锥形或圆锥形。

2)平面天线平面天线亦称平板天线，它的特点是接收性能好，外形尺寸小，特别适合家庭使用。平面天线的结构很复杂，制作时技术和精度要求亦很高。其整体结构呈多层三明治状，主要包含两块面板、两块带孔薄板、一块介电载体膜片和一块反射板。

天线主体部分由许多根偶极子天线及分配网络组成。制作时，采用蚀刻工艺将几百根λ/4的单根偶极子天线置入介电载体膜片上。这些单偶极子在膜片呈有规则的横行状和缝隙状。之后，将介电载体膜片置放在两块多孔的薄板之间。制作时，板与板之间的间距要求非常精确。最后将反射板以λ/4的间距置放在膜片后面，而平板天线对各个单偶极子天线的控制是由分配网络实现的，在这个分配网络中，信号的振幅和相位准确地聚集，这对于平板天线相当重要。

一般来说，平面天线的分配网络有一定的损耗，这种损耗相应减少了天线的总效率。扩大天线表面积不会提高天线增益，因为面积扩大后，单偶极子天线的数量增加，分配网络的损耗也相应变大。平面天线的最佳外形尺寸为：边缘长度50cm。平面天线的优点是线路增益相对较小，

天线增益可达33dB/11.3GHz。

3)主聚焦型反射面天线典型的反射面天线由馈源喇叭和旋转抛物面组成。馈源置于金属反射面的焦点中，它将聚焦的高频能量经波导管馈至接收设备中。这种天线的特点是：可根据频率范围需要，做成任意大小的尺寸。一般来说，反射面的品质和等场强线的精度可左右天线增益和效率，特别是等场强线的精度不允许有任何偏差，否则会导致焦点移动。对于接收天线，焦点偏移意味着主反射面反射的高频能量不能全部到达馈源系统。高频能量损失后，即引起天线效率和增益变差。

反射面天线直径为55cm时，

天线增益可达34dB。

4)卡塞格伦(Cassegrain)天线卡塞格伦天线是根据卡塞格伦原理设计的。这种天线除了有一个大家熟知的抛物状反射面外，在其光路中又增加了一个双曲线状副反射面。馈源喇叭则处在主聚焦的前面，在第二反射面的焦点处。这种反射结构的优点是焦距变大，光聚焦可达到抛物面天线的两倍，有很好的聚焦作用。该天线结构采用两个反射面，虽具有相应的损耗，但它仍可改善天线效率。据介绍，该天线效率高达65%，可产生较高的天线增益。

5)卡塞格伦偏距天线人们根据卡塞格伦原理又设计出一种新的偏距天线，它由馈源系统、主反射面、凸状副反射面组成。偏距天线的特点是：天线截面同旋转轴偏斜，不存在轴平衡；天线的宽度小于其高度；天线主反射面是旋转抛物面，来自卫星的电磁波首先在焦点F1上聚焦，而副反射面则置于焦点F1前面，它将射入的电磁波在焦点F2聚焦。

设计和制造偏距天线的关键在于精确计算两个反射面的场强线，同时应尽可能减少主反射面的阴影通过副反射面到达馈源系统。目前的解决办法是将阴影限制在最小，同时根据天线尺寸相应减少结构高度和厚度。比如天线尺寸为85cm时，其结构厚度约减少一半，主反射面宽度约为74cm。这种天线的效率可达60%，天线增益为37dB/11.3GHz。天线的方向特性在方位截面中仅为2.2°，半值宽度很小。

6)格雷果里(Gregory)天线该天线是根据格雷果里反射原理设计的，其主体结构由主反射面、凹状副反射面(凹镜)、馈源系统组成(如图5-61所示)。

图

5-61格雷果里天线原理图

根据天线抛物面的定向，该天线又分为两种类型：

(1)中心调节天线：即该天线抛物面同旋转轴垂直，是旋转对称的，天线馈源置于主聚焦的后面，在副反射面的焦点处。

(2)偏置天线：即天线截面同旋转轴偏斜。该天线的凹状副反射面对电磁波具有很强的会聚作用，它可以把平行主轴的电磁波会聚到焦点。副反射面的面积越大，能够会聚的电磁波就越多。但在实际设计中，副反射面面积不可能很大，应与主反射面相对应。该天线的性能同上述卡塞格伦天线。

7)数字多波束天线

(1)多波束形成的两类方法。