第七章-频率调制与解调

第7章频率调制与解调

（anglemodulationanddemodulation）7.1概述7.2调频信号的分析

7.3调频电路

7.4调频波的解调原理及电路

7.6FM发射机与接收机

7.5调频制的抗干扰性及特殊电路

任意正弦波信号：

如果利用调制信号去控制三个参量中的某个，可产生调制的作用:amphitudemodulationAM:frequencymodulationFM:phasemodulationPM:角度调制

AMAMDSB属于频谱线性搬移电路,调制信号寄生于已调信号的振幅变化中FMPM调制方式中：属于频谱的非线性搬移电路,已调波为等幅波,调制信息寄生于已调波的频率和相位变化中

SSB7.1概述FM，PMω从已调波中检取出原调制信号的过程称为解调(AM)振幅解调——检波

(FM)频率解调——鉴频detection

(frequencydiscrimination)(PM)相位解调——检相(phasedetection)AMωωωωωωωω当进行角度调制（FM或PM）后,其已调波的角频率将是时间的函数即。可用右图所示的旋转矢量表示ω(t)t=tω(t)t=0实轴设:旋转矢量的长度为,且当t=0时，初相角为，t=t时刻，

矢量与实轴之间的瞬时相角为，显然有：该矢量在实轴上的投影：

7.2调角信号的分析

一.调角信号的参数与波形1.瞬时频率和瞬时相位（instantaneousfrequencyandphase）设:高频载波信号为：调制信号：（1）调频FM：由于已调波频率随调制信号线形变化，则有：其中：①:载波角频率，FM波的中心频率.②：调频灵敏度，

单位调制信号振幅引起的频率偏移

.③,瞬时频率偏移（简称频偏）,寄载了调制信息，表示瞬时频率相对于载波频率的偏移.④最大频偏另外，由瞬时频率与所对应的瞬时相位的关系，若设

则有：

其中：⑤：瞬时相位偏移，

2.调频信号与调相信号的数学表示：设：载波：⑥最大相位偏移：一般令

，称为FM波的调频指数，一般调频信号的

数学表达式：

所以有：

注意：与AM波不同，mf一般可大于1，且mf

越大，抗干扰性能

越好，但频带越宽。

对于单一频率调制的FM波，由于

图7―1调频波波形ΔωmΩmf由于已调波的相位随调制信号线形变化，则有：其中：①：为载波的相位角。

②：调相灵敏度，

，单位调制信号振幅引起的相位偏移.③：瞬时相位偏移，即相对于

的偏移。2．相位调制：④最大相位移：

（调相指数）另外，由瞬时相位与所对应的瞬时频率之间的关系，可得：式中：⑤

；PM波瞬时频偏⑥最大频偏:PM波的表达式为：

对于单一频率调制信号

的PM波：

图7―7调相波波形mpΔωmΩ设:载波调制信号：

FM波

PM波(1)瞬时频率：

3.调频信号与调相信号的比较(2)瞬时相位：

(3)最大频偏

(4)最大相位：

(5)表达式:

讨论：一般调角信号的表达式：mpΔωmΔωmΩmfΩ（1）FM波：（2）PM波：

可以看出调相制的信号带宽随调制信号频率的升高而增加，而调

频波则不变，有时把调频制叫做恒定带宽调制。（3）调频波的波形由上式，无论调频或调相，最大频移（频偏）与调制指数之间的关系都是相同的。若频偏用表示，调制指数用m表示，则与m之间满足以下关系

二.调频波的频谱和频谱宽度

1．调频波的频谱结构和特点uFM(t)=Am{J0(m)cosωct+J1(m)［cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(m)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(m)［cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t］+J4(m)［cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t］+J5(m)［cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］…}单频调角信号频谱具有以下几个特点:(1)由载频和无穷多组上、下边频组成,这些频率分量满足ωc±nΩ,振幅为Jn(m)Am,n=0,1,2,…。Am是调角信号振幅。当n为偶数时,两边频分量振幅相同,相位相同；当n为奇数时,两边频分量振幅相同,相位相反。第一类贝塞尔函数曲线曲线（a）Ω为常数，（b）

Δωm为常数mf的增大主要靠减小调制频率实现。mf越大，边频分量越多，但带宽基本不变。单频调制时FM波的振幅谱（a）Ω为常数;（b）Δωm为常数PM的频谱及带宽调相波的带宽B=2（mp+1)F

由于mp与F无关，所以，带宽随F正比变化。图7―5调频信号的矢量表示

uFM(t)=Am{J0(m)cosωct+J1(m)［cos(ωc+Ω)t-cos(ωc-Ω)t］+J2(m)［cos(ωc+2Ω)t+cos(ωc-2Ω)t］+J3(m)［cos(ωc+3Ω)t-cos(ωc-3Ω)t］+J4(m)［cos(ωc+4Ω)t+cos(ωc-4Ω)t］+J5(m)［cos(ωc+5Ω)t-cos(ωc-5Ω)t］…}n为偶数n为奇数调频信号的调角作用由这些奇次边频完成，他们引起的附加幅度变化，由偶次边频的调幅作用来补偿。从而得到幅度不变的合成矢量。|Ｊn(mf)|≥0.01时的n/mf曲线2.FM和PM的带宽由图可见,当mf很大时,n/mf趋近于1。因此当mf≥1时,应将n=mf的边频包括在频带内,此时带宽为规定凡是振幅小于未调时制载波振幅的1%（或10%），的边频分量可忽略不计。有效上、下边频分量总数为2（mf+1)个。频谱宽度BB=2（mf+1)F

根据不同的ΔF，分为宽带调制与窄带调制。ΔF>>F,宽带调制，即mf>>1ΔF<<F,窄带调制，即mf<<

1

相同点：FM和PM的频谱结构及带宽与调制指数有关，mf

越大，边频分量个数越多。更准确的调频波带宽计算公式为

3.FM和PM的联系与区别调频波可看成调制信号为的调相波。调相波可看成调制信号为的调频波。

微分调频积分调相FMPMuFM(t)=UC［J0(mf)cosωct+J1(mf)cos(ωc+Ω)t

-J1(mf)cos(ωc-Ω)t+J2(mf)cos(ωc+2Ω)t+J2(mf)cos(ωc-2Ω)t+J3(mf)cos(ωc+3Ω)t-J3(mf)cos(ωc-3Ω)t+…］

三.FM和PM的功率

等于载波功率和各边频功率之和。因为等式右边{}=1，可见平均功率与调制前等幅载波功率相等。说明调制的作用仅是将原来载波功率重新分配到各个边频上，总功率不变。调幅波由于余弦项的正交性,总和的均方值等于各项均方值的总和,即单音频调制时，FM或PM的平均功率7.3调频电路

7.3.1.

实现调频、调相的方法

7.3.2.变容二极管直接调频电路

7.3.3.晶体振荡器直接调频电路

7.3.4.间接调频电路

7.3.1调频器与调频方法

1）调制特性线性要好;2）调制灵敏度要高;

3）载波性能要好。

调频特性曲线

1．直接调频法

用调制信号直接控制振荡器的振荡频率,使振荡频率f(t)按调制电压的规律变化。若被控制的是LC振荡器,则只需控制振荡回路的某个元件(L或C),使其参数随调制电压变化,就可达到直接调频的目的。2．间接调频法

(1)如果把

先积分后，再经过调相器，也可得到对

而言的调频波，称为间接调频。实现间接调频的关键是如何进行相位调制。通常,实现相位调制的方法有如下三种:1）矢量合成法

主要针对窄带的调频或调相信号。单音调相信号

uPM=Ucos(ωct

+mpcosΩt)=Ucosωctcos(mpcosΩt)—Usin(mpcosΩt)sinωct

当mp≤π/12时,上式近似为

uPM≈Ucosωct

—UmpcosΩt

sinωct

(2)把

先微分后再调频，可以得间接调相（indirectPM）

表明当调相指数较小时，调相波可由两个信号合成得到。矢量合成法调频

uPM≈Ucosωct

—UmpcosΩtsinωct2）可变移相法

利用调制信号控制移相网络或谐振回路的电抗或电阻元件来实现调相。

3）可变延时法将载波信号通过一可控延时网络,延时时间τ受调制信号控制,即

则输出信号为由此可知,输出信号已变成调相信号。

VCO的特点：瞬时频率随外加控制信号的变化而变化。

VCO式中：U为振荡信号的振幅，

:当

时的振荡频率，k

f为:VCO控制灵敏度。

7.3.2压控振荡器直接调频电路

用调制信号电压控制振荡回路的参数，(如回路电容C或回路电感L，)并使振荡频率ω正比于所加调制信号电压，即可实现调频。

在直接调频法中常采用压控振荡器（VoltageControlOscillator）作为频率调制器来产生调频信号。VCO中最常用的压控元件：变容二极管

由晶体管和场效应管组成的电抗电路。

压控振荡器直接调频.优点：可获得较大频偏.缺点：中心频率稳定性差，常采用自动频率微调（automaticfrequencycontrol，AFC）电路来克服载频偏移。通常有：，压控振荡器的输出信号即为调频信号。变容二极管

扩散电容(diffusioncapacitance)正向偏置，电容效应比较小。

势垒电容(barriercapacitance)反向偏置，势垒区呈现的电容效应。

1.变容二极管直接调频电路

（VaractordiodedirectFM）

PN结反向偏置时，结电容会随外加反向偏压而变化，而专用的变容二极管，是经过特殊工艺处理（控制半导体的掺杂浓度和掺杂的分布）使势垒电容能灵敏地随反向偏置电压的变化而呈现较大变化的压控变容元件。结电容Cj与反偏电压uR的关系：式中Co：

时的电容值（零偏置电容）反向偏置电压，UD：PN结势垒电位差。

γ

：结电容变化指数，通常γ=1/2—1/3，经特殊工艺制成的超突变结电容γ

=1—5可以看出C

j与uR之间是非线性关系，即变容二极管属于非线性电容，这种非线性电容基本上不消耗能量，产生的噪声量级也较小，是较理想的高效率，低噪声非线性电容。PN结具有电容效应

变容管的Cj～u曲线设:在变容二极管上加一个静态工作电压Uo和一个单频调制信号

，则结反偏电压：

而结电容：

其中：

为静态工作点的结电容。

表示结电容受调制信号调变的程度CjuRUQuRtCjtCjQ电容调制度为了突出调频性能的分析，下图只画出了它的高频交流等效电路，没有画出直流馈电电路。

2变容二极管直接调频的原理电路

图中；C3为高频偶合电容，C4为偶合隔直电容，LD为高频扼流圈，阻止高频电流经过调制信号源被旁路，右图为振荡器交流等效电路，Cj与振荡器回路并联，R1，R2为Cj的偏置电路，为Cj提供静态直流偏压

，而二极管的反偏电压为：

+uR-LCjC1C2VTLCjC1C2VTLDC3C4ECR2+uΩ-R1+Uo-则由上电路可知，振荡频率为：

;而

为了简化电路分析，如果设：，则有

所以：有

其中：

为未加调制信号（）时的振荡频率，3．

调频性能分析即为调频振荡器的中心频率。讨论：1设γ=2即满足线性调频。

2

当则

LC1C2CjVT+uR-（利用级数展开忽略高次项，

可近似为：

是由Cj—Vd的非线性而引起的。虽然

（2）

：与调频频率有关的最大频偏，虽然

（3）

：由于Cj—uR的非线性作用，由Ω的谐波分量（2Ω）而引起的附加频偏，会造成调频接收时的非线性失真，应尽量减少这种失真。其中：（1）

：为中心频率的偏移量定义调频灵敏度：由图(a)振荡频率随时间变化曲线如图(b)、(C)所示若γ=2，则若γ≠2，则二次谐波失真系数当增大而使m增大时，将引起及增大．因此ｍ不能选得太大。

Cj作为回路部分电容接入回路。在实际应用中,通常γ≠2,Cj作为回路总电容将会使调频特性出现非线性,输出信号的频率稳定度也将下降。因此,通常利用对变容二极管串联或并联电容的方法来调整回路总电容C与电压u之间的特性。Cj与固定电容串、并联后的特性

并联电容可较大地调整

Cj值小的区域内的C—u

特性，串联电容可较大地调整Cj值大的区域内的C—u特性。

若γ≠2,

则可通过串、并联电容的方法，使C—u特性在一定偏压范围内接近γ=2的特性，从而实现线性调频。4.实用变容管二极调频电路

（1）L1，C1、C2串联，C3和反向串联的两个变容二极管，三个支路并联组成电容反馈三点式振荡电路。

(2)直流偏置电压-UQ同时加在两个变容二极管的正极，调制信号经L4扼流圈加在二极管负极上，二个二极管的动态偏置为：

（3）两个变容二极管串联后的总电容

C'j与C3串联后接入振荡回路，对振荡回路来说是部分接入，与单二极管直接接入比较，在相同的情况下，m值降低。

（4）两变容二极管反向串联，对高频信号而言，加到两管的高频电压降低一半，可减弱高频电压对结电压的影响，另外在高频电压的任一半周内，一个变容管寄生电容增大，而另一个减少，使结电容的变化不对称性相互抵消，从而消弱寄生调制。

C1C2L1C3Cj1Cj2C1C3Cj1Cj2uΩR1R2LeReC2L1CbC4C5C6C7L2L3+-VT-UQECL4udC1C2L1C3Cj1Cj2j1;而

，则有

所以：有

将上式在处展开,得可以看出,当Cj部分接入时,其最大频偏为可见,频偏为全接入时频偏的,调频灵敏度也下降为全接入时的.下降.C1愈大,C2愈小,即p加大.变容管部分接入回路方式适用于要求频偏较小的情况,而且由于影响较小,随温度及电源电压变化影响也小,有利于提高中心频率的稳定度.加在变容管上的电压

由每个高频周期内的平均电容确定。由于其非线性，的增大和减小不相同，因而造成平均电容增大。而且，高频电压叠加在调制信号之上，由图看出每个高频周期的平均电容变化不一样，即引起频率不按调制信号规律变化而造成寄生调制。部分接入可减小寄生调制晶体振荡器直接调频电路（a）实际电路;（b）交流等效电路7.3.4晶体振荡器直接调频电路在要求调频波中心频率稳定度较高，而频偏较小的场合，可以采用直接对晶体振荡器调频的方法。

7.3.4晶体振荡器直接调频电路

1．晶体振荡器直接调频原理右图为并联型PierceOscillator，其振荡频率为：

式中：Cg为晶体的动态电容，C

o：晶体的静态电容，

，f

q：晶体的串联谐振频率。在电路中，当Cj变化时，CL变化，从而使晶体振荡器的振荡频率也发生变化，如果压控元件Cj受调制电压 控制，则PierceOscillator就成为一个晶体调频振荡器。注意：晶体在电路中呈现为一个等效电感，故只能工作于晶体的串联谐振频率f

q与并联谐振频率fp之间，而f

q与f

p之间的频率变化范围只有量级，再加上Cj的串联，晶体的可调振荡频率更窄。

C2ClCjJT例如载频为40MHZ的晶体调频振荡器，能获得最大频偏只有7.5KHZ，所以采用晶体调频振荡器虽然可以获得较高的频率稳定度，但缺点是最大频偏很小，实际中需要采用扩大频偏的措施。扩大频偏的方法有两种：晶体支路中串接小电感；

利用π型网络进行阻抗变换来扩展晶体呈现感性的工作频率范围。

2晶体调频振荡器的实际电路

C1C2CjLJT采用串接小电感L的方法来扩大调频的频偏，变容二极管的反向偏压由EC经稳压管VDZ稳压后经RZ2=2.4k和W1=47k电位器分压后，经R=10K电阻加至变容管正极。改变47K电位器W1的活动端可以调整变容管的Uo从而改变Cj

，把调频器的中心频率调至规定值。调制信号经电位器W2加于变容管VD，改变4.7KΩ电位器W2的活动头，可以调整加在变容二极管上的调制信号电压幅值，从而获得要求的频偏。-Uo+C5uΩ(t)W1W2VDJTCLRb1Rb2C1C2ReC3ECRz2Rz1VDzRC4+-1.间接调频法

高稳定度载波振荡器相位调制器积分电路多级倍频和混频器宽带窄带7.3.5间接调频电路

但最大频偏小的缺点可以通过多级倍频器后获得符合要求的调频频偏，另外采用混频器变换频率可以得到符合要求的调频波工作范围。采用高稳定度的晶体振荡器作为主振级，然后再对这个稳定的载频信号进行调相，这样一来就可得中心频率稳定度高的调频信号。在间接调频时，要获得线性调频必需以线性调相为基础。但在实现线性调相时，要求最大瞬时相位偏移

，因而线性调相的范围很窄，因此转换成的调频波的最大频偏

很小，即：m

f<<1，这是间接调频法的主要缺点.间接调频法就是利用调相方法来实现调频。

R1R2R3R4C1C2C3C4CjL载波输入间接调频的关键电路是调相器.高稳定度振荡器调相器积分器2.变容二极管调相电路

如果忽略二次方以上各项，可得回路的谐振频率为：

将变容二极管接在高频放大器的谐振回路里，就可构成变容二极管调相电路。

CjLUQ=9V载波输入调相波输出回路的频率偏移为：

在高Q值及谐振回路失谐不大的情况下，并联LC谐振回路电压和电流间的相位关系为：Oωωoω幅频特性Δφπ/6-π/6当Δ

φ

<π/6（或30o）时，tanΔ

φ≈Δφ可得:表明:单级LC谐振回路在满足Δ

φ

<π

/6（30o）的条件下，回路输出电压的相移是与输入调制电压uΩ(t)成线性关系的。

如果将调制电压uΩ(t)先积分后再加在变容二极管上，则单级LC谐振回路输出电压的瞬时频率ω(t)就与输入调制电压uΩ(t)成线性关系，即可实现对调制电压uΩ(t)的间接调频。调相波输出载波输入3.实用变容二极管调相电路

由晶体管组成单LC回路调谐放大电路，电感L、电容C1、C2与变容管Cj组成并联谐振回路；

载波输入

uFM(t)

C3、C4、C5为耦合电容；LZ为高频扼流圈，以防高频载波被调制信号源旁路;

R5、R6对电源EC分压后为变容二极管提供静态偏置电压UQ。

放大的载波信号经C3耦合输入，调制信号经C5耦合输入，调相信号经C4耦合输出。如果将调制电压uΩ(t)先积分后再输入，那么从C4耦合输出的信号就是对调制电压uΩ(t)的间接调频波。

R5R1R3R4R3CbC1CjC3C2C4C5LLZECR6Ce+UQ-三级回路级联的移相器7.4调频波的解调原理及电路

7.4.2振幅鉴频器（斜率鉴频器slopediscriminator）

7.4.3相位鉴频器

7.4.4比例鉴频器

7.4.5移相乘积鉴频器

7.4.1鉴频方法及其实现模型

调频信号的解调是从调频波 中恢复出原调制信号过程，完成调频波解调过程的电路称为频率检波器第一种方法，将调频波通过频率—幅度线性变换网络，将调频波变换成调频—调幅波，再通过包络检波器检测出反映幅度变化的解调电压。把这种鉴频器称为斜率鉴频器，或称振幅鉴频器。将调频波进行特定的波形变换，根据波形变换特点的不同，可归纳以下几种实现方法：

7.4调频波的解调原理及电路

7.4.1鉴频方法及其实现模型

1.鉴频方法

频率—幅度线性变换网络包络检波器uΩtuFMtuFM-AMt第二种方法，将调频波通过频率—相位线性变换网络，变换成调频—调相波，再通过鉴相器检测出反映相位变化的解调电压。把这种鉴频器称为相位鉴频器。第三种方法，是随着近年来集成电路的广泛应用，在集成电路调频机中较多采用的移相乘积鉴频器。它是将输入FM信号经移相网络后生成与FM信号电压正交的参考信号电压，它与输入的FM信号电压同时加入相乘器，相乘器输出再经低通滤波器滤波后，便可还原出原调制信号。

频率—相位线性变换网络

相位检波器uFMuFM-PMuΩ相乘器低通滤波器uFMuΩ

90o移相网络第四种方法，先将调频波通过非线性变换网络，变换为调频脉冲序列，该脉冲序列含有反映该调频信号瞬时频率变化的平均分量，因而通过低通滤波器便可得到反映平均分量变化的解调电压。也可将调频脉冲序列通过脉冲计数器，直接得到反映瞬时频率变化的解调电压。将这种鉴频器称为脉冲计数式鉴频器。

非线性变换网络低通滤波器或脉冲计数器uFM调频脉冲序列uΩ直接脉冲计数式鉴频器2.鉴频器的主要特性

能全面描述鉴频器主要特性的是鉴频特性曲线。它是指鉴频器的输出电压uo(t)，与其输入FM信号瞬时频偏Δω(t)或Δf(t)之间的关系曲线

foΔfuo(t)Bm

鉴频器Δf(t)uo(t)或：

由调频信号的特征：所以：表明：要实现无失真鉴频，要求鉴频器的输出电压 与频偏成线性关系，上图为典型鉴频特性曲线。

（1）定义：鉴频跨导

表明了鉴频特性曲线在原点（ ）处的斜率，反映了鉴频灵敏度。显然希望SD值应尽可能的大。

对鉴频特性曲线的主要要求：（2）鉴频器的峰值频带宽度Bmax，要求Bmax应大于输入FM波最大频偏摆动范围 。

Bm≥2Δfm

①FM波——(频幅变换)——FM—AM②FM—AM——(包络检波)——恢复原调制信号7.4.2振幅鉴频器（斜率鉴频器slopediscriminator）1．失谐（detvning）回路振幅鉴频器振幅鉴频器的基本原理：频-幅变换器包络检波器最简单的频—幅变换电路就是并联谐振回路，其工作特点：例1：失调单回路振幅鉴频器FM信号工作在并联谐振回路的失谐区，即（ ），当FM波电流流过回路时，由于瞬时频率随调制信号而变化，对于不同的瞬时频偏，失谐回路阻抗不同，回路输出电压 振幅将随瞬时频偏 的变化而变化，即可完成 变换。

f

o

fp利用失调回路中幅频特性曲线的倾斜部分来实现鉴频，解调后失真较大，是一种原始类型的鉴频器.

fpius(fo)f02fcf03f

cf

03f02三调谐回路斜率鉴频图7―33双离谐鉴频器的鉴频特性鉴相器是用来比较两个同频输入电压 和 的相位，而输出电压是两个输入电压相位差的函数，

即当线性鉴相的情况下，输出电压与两个输入电压的瞬时相位差成正比。

鉴相器鉴相器可实现PM信号的解调，但也广泛用于解调FM信号，以及锁相技术及频率合成技术中。如在以后介绍的相移鉴频器和正交鉴频器都有具体应用。

鉴相器的实现方法：乘积型鉴相器 叠加型鉴相器

7.4.3相位鉴频器（鉴相器phasedetector）其中：的瞬时相位。的瞬时相位。即则相乘器的输出信号 为：1乘积型鉴相器（productphasedetector）下图为乘积型鉴相器的组成框图。设：鉴相器输入PM信号。

即：而而另一输入信号为 的同频正交载波。即：其中k为相乘器的乘积因子。经低通滤波器后，输出电压 为：可见：乘积型鉴相器具有正弦形鉴相特性相乘器低通滤波器π-π所以另外，如果满足 ，则有 。即输出电压 与 成线性关系，可实现线性鉴相。下图为叠加型鉴相器原理框图，以下采用平衡型鉴相器为例进行分析：

2叠加型鉴相器（superpositionphasedetector）相加器包络检波器相加器相加器包络检波器包络检波器相加器设输入调相波 为： 而同频正交载波信号为：则：利用矢量图可得合成电压振幅如果设包络检波器的传输系数为Kd1=Kd2=Kd，则两个包络检波器的输出电压为：（为调相调幅波）而讨论：（1）当可见：这时的鉴相器具有正弦鉴相特性，其线性鉴相范围为：（2） 时，同理可推出由讨论（1），（2）可以看出输出电压 的大小取决于振幅小的输入信号振幅。（3）当 时所以：利用三角函数公式：所以：而当 , 的范围内，所以： ，可实现线性鉴相。uFM

一.电路结构和基本原理3.互感耦合相位鉴频器

由二个部分组成：

1.移相网络：互感为M的初，次级双调谐耦合回路组成的移相网络，u1经移相网络生成PM-FM波u2，并使

|U1|=|U2|+u3

-另外，u1经耦合电容CC在扼流圈LC上产生的电压u3=u1，故其等效电路如右上图所示。VD1C3R1C4R2VD22.包络检波器：组成平衡式包络检波器。两个检波器的输出电压为：+u2-+u1-LcC2C1VD2VD1R1R2EcC4C3VTCcML2L1ud1ud2二工作原理分析：如果忽略次级回路对初级回路的影响，则初级回路中流过L1的电流近似为：而次级回路中产生的感应电动势当忽略二极管检波器等效输入电阻对次级回路的影响时，次级回路电流i2为：VD1C3R1C4R2VD2ud1ud2LcC2C1VD2VD1R1R2EcC4C3VTCcML2L1i1i2讨论:（1）当输入FM波瞬时频率f等于调频波中心频率f

o，即f=f

o时，次级回路谐振。即：则有：即有：u2超前u1相位差π/2，由矢量图可得：|Ud1|=|Ud2|若设检波器的传输系数为Kd1=Kd2=Kd。则有：所以：（2）当瞬时频率f>fo

时，则有 ，这时次级回路呈电感性。注意：式中 为次级回路阻抗。为Z2的相角。由矢量图，u2超前u1的相位小于π/2，且随所以：|Ud1|>|Ud2|（3）当f<fo

时， 次级回路呈电容性。

所以：其中：可见：u2超前u1的相位差大于π/2，且所以有：|Ud1|<|Ud2|f<fo

f=f

of>fouo<ouo=ouo>o根据上述分析，相位鉴频器具有下图所示的鉴频特性曲线。ffo互感耦合回路相位鉴频器中的耦合双回路是一个频—相变换器，它把FM波u1(t)变换成PM—FM波u2(t)，而FM波u1(t)与PM—FM波u2(t)经叠加后变换成两个AM—FM波ud1(t)，ud2(t)经包络检波器后即可恢复原调制信号，

其过程为：频偏不大时，随频率变化，

与幅度变化不大而相位变化明显。图中曲线①为移相网络只对相位起作用而不引起电压幅度变化时的情况。频偏较大时，随频率变化，

与相位变化趋于缓和，幅度明显下降。从而引起合成电压下降。图中曲线②。实际上，鉴频器的鉴频特性可以认为是移相网络的幅频特性和相频特性相乘的结果。要不失真的解调，只有输入调频信号的频偏在鉴频特性的线性区内。相位鉴频器不具有自限幅作用，为了抑制调频信号在传输过程中形成的寄生干扰调幅的影响，一般需要在接受机中放末级电路中加限幅器，而限幅器要求输入FM信号的电压幅值较大，约为1—3VPP，这就增加了调频接收机中所需的中放和限幅放大器的级数。而比例鉴频器具有自限幅的作用，且只要求前级中放提供零点几伏的FM信号电压就能正常工作，不需要另加限幅放大器，这使调频接收机的电路简化，体积可能缩小，降低成本。

一电路结构7.4.4比例鉴频器（ratio

discriminator）比例鉴频器与相位鉴频器在电路结构上相差很小，其主要区别在：

（1）在两类鉴频器中D2的极性连接相反（2）在A，B端并联一个大电容C0，C0与（R1+R2）组成较大的时间常数（约为0.1——0.25s）。这样在检波过程中A，B两端电压基本不变，等于E

o（3）比例鉴频器输出电压不是在A，B端，而是在中点C，D端引出。

EoCD+u1

-+u2

-uFM+uo-LcCoVTVD2VD1C2C1R1R2CcEcC4C3L1L2MRLCLAB比例鉴频器在输入端的频率—相位变换电路与和互感相位鉴频器是相同的，右图为其等效电路。有：其中：二工作原理而如果设两个二极管检波器的传输系数为Kd1=Kd2=Kd，则两检波管的输出电压为：而比例鉴频器的输出电压：+uo1-+uo2-ud1ud2+Eo-+uo

-+u1

-VD1C3R1C4R2VD2CLRLCo讨论：（1）当 时，由矢量图可得|ud1|=|ud2|，即Ud1=Ud2

u2ud1ud2u1-u1Ud1Ud2（2）当f>fo时，则有，u2与ul的相位差为[-π/2-Δφ(t)]由矢量图可得|ud2|>|ud1|，即Ud2>Ud1

ud1ud2u1-u1Ud1Ud2u2（3）当f<fo时，

，u2与ul的相位差为[-π/2+Δφ(t)]由矢量图可得|ud1|>|ud2|，即Ud1>Ud2

ud1ud2u1-u1u2Ud1Ud2

由此可见，比例鉴频器的鉴频特性曲线如右图所示，只要工作在鉴相特性的线性鉴相区，就可以还原出原调制信号三自限幅原理f=fof>fouo=0uo

>

0f<fouo

<

0

比例鉴频器的输出电压uo只取决于输入FM波瞬时频率的变化，而与输入FM幅度变化的大小无关。

如果设输入FM波的瞬时频率不变，即 =常量，而由于传输过程中的寄生干扰调幅使输入FM波的幅度发生变化。则由于u2ud1ud2u1-u1Ud1Ud2ud1ud2u1-u1Ud1Ud2u2ud1ud2u1-u1u2Ud1Ud2Δfuof

oΔfm-ΔfmΔf(t)可见，

另外，当输入FM波的瞬时频率变化时，即有：鉴频原理为：先将调频波通过移相器变成相位变化，然后将相位变化变成相应的幅度变化，从而还原出音频信号来。

移相乘积鉴频器的基本原理。自中放级输出的信号一路直接送到乘法器()，另外一路经过移相器送到乘法器()。当调频波没有频率偏移，即等于中频频率时，和的相位差为90°,经过乘法器后输出的占空比为1的脉冲波,平均电流为一直流,即无输出。以此直流电平作为基准点或零点。当频率往高或低偏移时,和的相位差也在90°