【2022】通信原理-第9章-23-0411

移动通信国家重点实验室东南大学通信原理教学团队

国家级一流本科课程

通信原理

无线信道与无线传输新技术第9章高等院校电子信息类重点课程名师精品系列教材

知识要点大尺度衰落和小尺度衰落信道的相干时间和相干带宽频率选择性衰落和时间选择性衰落多径信道的分类无线链路预算分集实现方法以及常用的分集合并方法ＭＩＭＯ和大规模ＭＩＭＯ基本概念正交频分复用基本原理频分多址、时分多址、码分多址、空分多址、正交频分多址和非正交多址9.1引言9.1引言无线通信技术发展最快，应用最广蜂窝移动通信1G~5G，6GWi-Fi7：30Gbit/s卫星通信进入宽带互联网接入时代9.1引言无线通信系统性能好坏受无线信道的影响接收信号的功率损耗是不确定的多径传播现象发射信号经过直射、反射、折射、绕射和衍射等方式经多条路径到达接收机，不同路径的信号之间会相互干扰信号的传输路径以及每条路径的传播时延和衰减也是随机变化的由发射机、接收机和周围物体的相对运动以及传播环境的复杂变化引起，这种随机性可能会引发严重的信号失真和符号间干扰噪声、干扰以及其他信道的影响也是不确定的9.1引言无线信道传播特性路径损耗阴影衰落小尺度衰落链路预算无线信道传输技术分集技术、多输入多输出技术、正交频分复用技术以及多址技术9.2无线传播特性9.2无线传播特性

大尺度衰落路径损耗信号的功率随传播距离增大而衰减由发射功率的辐射扩散及信道的传播特性造成的阴影衰落信号在传播过程中，会受到障碍物的阻挡障碍物通过吸收、反射、散射和绕射等方式衰减信号功率，严重时甚至会阻断信号由于遮挡物随机分布，相同距离下的信号传播功率损耗往往也具有随机性路径损耗和阴影衰落是在相对较长的距离中传播信号发生的功率变化，统称为大尺度衰落9.2无线传播特性

小尺度衰落多径传播信号可经过多条路径到达接收端每条路径的传播损耗、相位、时延和频率（多普勒频移）各不相同，当它们在接收端叠加后，会导致接收信号强度和相位的急剧变化，从而产生衰落和失真这种变化发生在波长数量级上，距离较短，因此称为小尺度衰落9.2.1路径损耗无线传输发射天线电信号→电磁波形成发送天线方向增益接收天线电磁波→电信号形成接收天线方向增益抑制某些方向上不需要的辐射功率信号接收功率：信号的发送和接收过程中的所有增益和损耗发射功率发射天线功率增益接收天线功率增益接收功率路径损耗：发射信号功率和接收信号功率的差值9.2.1路径损耗路径损耗对路径损耗的研究，需要根据不同传播现象建立相应的物理模型自由空间传播模型接收机和发射机之间是完全无阻挡的视距（LineofSight,LOS）路径卫星信道其他经验损耗模型奥村模型：城市宏蜂窝哈塔模型等：市区传播自由空间传播模型天线点源接收机距离发射端较远，可认为发射天线为点源各向同性所有方向均匀辐射定向天线实际系统采用定向天线天线增益自由空间传播模型距离越近，接收功率越多距离越远，接收功率越少给定面积的天线在不同距离所接收的辐射能量自由空间传播模型各向同性点源总发射功率为Pt辐射功率均匀地通过一个半径为d的球体球体表面单位面积的功率密度天线辐射强度：单位立体角辐射的功率各向同性点源自由空间传播模型定向天线方向增益指定方向的辐射强度和平均辐射强度的比值方向性—D天线上的最大辐射强度与各向同性源的辐射强度的比值方向性是方向增益的最大值功率增益—G相同的输入功率下，天线的最大辐射强度和无损耗各向同性源的辐射强度的比值功率增益与方向性的关系为有效辐射功率EIRP有效辐射功率Pt：发射功率Gt：发射天线功率增益自由空间传播模型天线波束宽度天线立体角的“平面”度量场功率主瓣上对应于最高场功率衰落3dB的两点夹角，单位为0或rad天线的功率增益越高，波束宽度就越窄，方向性越好，作用距离越远，抗干扰能力越强自由空间传播模型孔径效率天线有效孔径天线接收或辐射信号的表面积孔径效率—Ka天线有效孔径Ae与物理孔径A的商天线在任意方向上的最大发射或接收增益λ

：载波波长自由空间传播模型若发射天线有效辐射功率为EIRP，接收天线与发射天线之间的距离为d发射天线的功率密度：天线接收的功率Pr：为发射天线功率密度与天线有效孔径Ae的乘积Friis自由空间公式9.2.1路径损耗自由空间路径损耗发射信号功率和接收信号功率的差值第一项中的负号“-”代表增益第二项由引起，称为自由空间损耗接收天线和发射天线之间的距离越大，路径损耗越大，无线电工作频率越高，路径损耗越大例9.1某卫星发射机的10GHz输出被20000km以外的地面站监控。发射天线为2m长的碟型天线，其孔径效率为65%，地面接收天线为6m长的碟型天线，孔径效率为55%。假设发射机输出功率为100mW，计算接收功率。【解】发射天线的功率增益例9.1接收天线的功率增益自由空间损耗接收功率9.2.1路径损耗几种经验路径损耗模型奥村模型哈塔模型分段线性模型简化的路径损耗模型奥村模型城市宏蜂窝信号预测的常用模型之一传输距离：1~100km频率范围：150MHz~1500MHz经验公式：L(fc,d)

:载频为fc,距离为d处的自由空间损耗Amu(fc,d):除自由空间损耗外其他环境中的中值衰减G(ht):基站天线高度ht增益因子G(hr):移动终端天线高度hr增益因子Garea:环境类型的增益奥村模型Amu(fc,d)和Garea可由奥村的经验曲线图得到G(ht)

和G(hr)的经验公式奥村模型完全基于测试数据，其预测和测试的路径损耗偏差约为10~14dB。

哈塔模型根据奥村曲线图做出的经验公式频率范围：150MHz~1500MHz路径损耗公式参数fc，ht，hr，d与奥村模型相应参数含义相同a(hr):移动终端天线高度hr的修正因子中小城市哈塔模型载频fc

>300MHz的大型城市对城市区域模型的修正，可以分别得到适用于郊区和农村区域的哈塔模型K在35.94（乡村）到40.94（沙漠）之间取值。当距离d>1

km时，哈塔模型非常接近奥村模型。哈塔模型在1G蜂窝系统有着很好的表现，但是该模型不适用于蜂窝区域小且工作频率高的通信系统以及室内通信环境。分段线性模型室外微蜂窝区域和室内信道的路径损耗的经验模型K:路径损耗因子d0:参考距离dc:临界距离γ1:参考距离d0和临界距离dc之间的路径损耗指数γ2:距离大于dc的路径损耗指数γ1，γ2，K，dc：一般通过回归的方法从经验数据中拟合得到分段线性模型5G各种场景下的路径损耗经验模型立体传播效应基站和终端的水平距离d2D和3D距离d3D

基站高度hBS和终端高度hUT，hBS=25m，1.5m

hUT22.5m城市宏蜂窝（UMa-LOS）场景的路损公式简化的路径损耗模型简化模型实际系统中，无线信号传播非常复杂，很难用一个单一的模型来精确地描述不同环境下的路径损耗，如果对于系统设计进行一般性的优劣分析，可以使用一个简化模型来近似路径损耗K:常系数，其值取决于天线特性和平均信道损耗d0:天线远场的参考距离γ:路径损耗指数选择合适的K，d0，γ近似解析模型或经验模型适用d>d0的场景。d0：室内1~10m，室外10~100m9.2.2阴影衰落阴影衰落无线信号因传播路径中的物体阻挡，导致给定距离上的接收功率发生随机变化反射表面和散射物体的改变同样会引起接收功率的随机变化阻挡物体的位置、大小和介电特性以及反射表面和散射物体的变化所导致的随机衰减一般是未知的，因此只能用统计模型来描述这些随机衰减的特征对数正态阴影衰落模型对数正态阴影衰落模型对数正态阴影衰落模型发射功率Pt和接收功率Pr的比值ψ=

Pt

/Pr是服从对数正态分布的随机变量对数正态阴影衰落模型路径损耗ψ

的均值对数平均室外信道实验研究表明方差的范围：4~13dB均值距离变化而变化，并与周围建筑物的特点有关，障碍物数量增加，造成的平均衰减也增加5GUMa－LOS场景，5GRMa－LOS场景，路径损耗模型+阴影衰落路径损耗模型和阴影衰落模型叠加同时反映出功率随距离的减小和阴影造成的路径损耗随机衰减如果路径损耗采用描述的简化经验模型阴影衰落为均值为0，方差为的高斯随机变量ψdB大尺度衰落大尺度衰落路径损耗阴影衰落路径损耗+阴影衰落：功率随距离的减小和阴影在大距离上的随机衰减慢衰落:大尺度衰落是由于传播路径损耗和传播路径中存在的障碍物所导致，通常变化比较慢小尺度衰落快衰落:多径效应带来，变化比较快路径损耗路径损耗，阴影衰落和多径效应随距离的变化关系9.2.3小尺度衰落小尺度衰落简称衰落，由多径信号相互干涉导致接收信号的快速衰落变化多径衰落时延扩展多普勒效应多径衰落多径效应信号经多条路径到达接收机时，其幅度、相位、频率、方向都有所不同，接收机得到的信号是各路信号的矢量和，这种信号自干扰现象称为多径效应或多径干扰多径衰落由于多径效应导致的信号衰落称为多径衰落9.2.3小尺度衰落多径衰落多径衰落两径传播假设接收机为静止“稳态”多径环境发射信号为窄带正弦信号，接收机收到2路衰落分量：直达信号和反射信号两路信号相对相位漂移等于０°：两径信号同向相加，合成后的信号功率增强两路信号相对相位漂移等于18０°：两径信号反向相加，合成后的信号功率减弱多径衰落两径传播假设接收机为“动态”多径环境2路接收信号的相对相位漂移是接收机空间位置的函数接收信号的幅度(包络)随距离变化某些位置上存在同向相加,另一些位置上两个分量几乎完全抵消,造成衰落多径传播多条传播路径以不同方式对信号的接收产生影响接收信号的包络以复杂的方式随接收机位置而变化信号衰落是多径传播的必然现象9.2.3小尺度衰落时延扩张最早到达和最迟到达信号之间的延时导致符号间干扰9.2.3小尺度衰落多普勒效应由发射机和接收机之间的相对运动，或者它们与无线传播环境中的散射体和反射体存在相对运动引起各条路径上信号频率都存在不同程度的变化，这种变化称为多普勒频移多径分量上的多普勒频移既可能为正值也可能为负值，使得接收信号相对于发送信号出现了频率扩展现象，这种现象称为多普勒效应9.2.3小尺度衰落多普勒效应相角变化频率变化多普勒频移9.2.3小尺度衰落多普勒频移多普勒频移与接收机的运动速度v、运动方向、无线电波入射方向之间的夹角θ有关θ<900,接收机和发射机之间存在相向运动,则多普勒频移υ为正值,导致接收频率增大θ<900,接收机和发射机之间存在相对运动,则多普勒频移υ为负值,导致接收频率减小如果无线信道中的物体处于运动状态，多径分量会产生时变的多普勒频移多径分量上的多普勒频移既可能为正值也可能为负值，到达接收机叠加后，使接收信号相对于发送信号出现了频率扩展现象9.3多径信道统计特性无线信道可建模为随时间和距离变化线性时变滤波器时变性来源于发射机和接收机的运动建立多径信道的冲激响应模型分析统计特性9.3.1多径信道的冲激响应模型h(t,τ

)：多径无线信道的冲激响应t：由于移动产生的时间变化τ：在时间t一定时，信道的多径时延9.3.1多径信道的冲激响应模型

若信道的低通等效响应为c(t,τ

)9.3.1多径信道的冲激响应模型

ai(t,τ

),

τi(t,τ

)：第i个多径分量在时刻t的幅度和附加时延第i个多径分量与第一个到达的分量之间的相对时延称为附加时延2πfcτi(t)+ϕi(t)

：第i个多径分量的相移包括在自由空间中的传播相移和在信道中的附加相移δ(τ-τi(t))：单位冲激响应函数信道时域自相关函数若多径信道等效低通冲激响应c(t,τ)

是平稳的9.3.2信道自相关函数和功率谱密度信道自相关函数非相关散射信道平均输出功率多径强度分布或时延功率谱9.3.2信道自相关函数和功率谱密度频域自相关函数多径强度分布的傅里叶变换9.3.2信道自相关函数和功率谱密度频差多普勒函数

λ为多普勒频移，表示由接收机的移动而引起的接收频率的变化时延多普勒函数也称信道散射函数9.3.2信道自相关函数和功率谱密度时间差相关函数频率差相关函数功率时延多普勒功率频率差相关函数和多径强度分布相干带宽|Rc(

f)|为非零值的频率差范围相干带宽范围内的两个频率分量有较强的相关性频率间隔大于相干带宽的两个信号，受到的信道影响是不同的多径扩展Rc(τ)为非零值的τ

值范围9.3.2信道自相关函数和功率谱密度频率选择性信道多径时延扩展引起的衰落与频率有关信道的相干带宽远比信号的带宽小，信道对信号中的不同频率分量有不同的响应，接收信号将出现严重失真，产生频率选择性衰落频率非选择性信道信道的相干带宽比信号的带宽大，也称频率平坦的接收信号将经历平坦衰落，其频谱形状保持不变时间差相关函数和多普勒功率谱相干时间|RC(

t)|为非零值的

t范围相干时间是信道冲激响应保持不变的统计平均时间间隔多普勒频移在时域的表征在相干时间内，多径信号具有很强的幅值和相位相关性。多普勒扩展SC(λ)为非零值的多普勒频移范围时间差相关函数和多普勒功率谱多普勒扩展SC(λ)为非零值的多普勒频移范围频谱展宽的度量如果发射信号为单一频率fc，接收到的多普勒谱在[fc-fd,fc+fd]之间可见。fd为多普勒频移如果基带信号的带宽远远大于信道多普勒扩展，接收端就可以忽略多普勒扩展的影响，否则就不能忽略9.3.2信道自相关函数和功率谱密度时间选择性信道多普勒扩展引起的衰落与接收符号持续时间有关信道的相干时间比接收符号持续时间小相干时间段内会有≥2个符号同时通过信道。因为信道是和其中的信息进行卷积运算，所以后来的符号会对前面的符号产生影响，导致失真此时的衰落在符号周期内变化很快，称为快衰落时间非选择性信道信道的相干时间远比接收符号持续时间大，接收信号在一个符号周期内变换不大，可认为不受多普勒频移影响，是时间平坦的。信道冲激响应的变化比要传送信号的码元周期低得多，称为慢衰落多径信道的分类平坦信道频率和时间均是平坦的频率平坦信道只有频率是平坦的时间平坦信道只有时间是平坦的非平坦信道频率和时间均不是平坦的例9.2多径衰落信道散射函数S(τ,t)在-0.2Hz

τ

0.2Hz的取值范围内是非零的。假设散射函数按这个变量近似是均匀的。请计算信道的多径扩展与相干带宽，并判断信道是否具有频率选择性。【解】由散射函数的定义可知，信道的多径扩展相干带宽当发射信号的带宽大于500Hz时，该多径信道具有频率选择性。例9.3多径衰落信道散射函数S(τ,t)在-0.2Hz

λ

0.2Hz的取值范围内是非零的。假设散射函数按这个变量近似是均匀的。请计算信道的多普勒扩展与相干时间。【解】由散射函数的定义可知，信道的多普勒扩展相干时间9.3.3多径信道的数字表征9.3.3多径信道的数字表征路径信号从发射机到接收机的传播路径。无线信道通常由多条路径构成，包括一条可能的LOS径以及多条经过一次或者多次散射形成的NLOS路径。路径并不反映物理上的单个反射路径，而是由许多在时延或者角度上无法分辨的子路径构成。散射体集簇散射体集簇描述了同时发生许多散射现象的区域，例如树木的叶子或者粗糙的建筑物墙壁。信号在该集簇中的散射体的反射会造成多个在时延以及角度上无法分辨的子路径。子路径子路径是信号从发射机到接收机的精确的物理路径，它经由一次或者多次的反射形成。9.3.3多径信道的数字表征多径信道的数字表征N(t)：多径分量的个数S(t)：构成第n条路径的子路径的个数an,s(t)，τn,s(t)，θn,s(t)：分别为第s条子路径的增益、时延、与接收机移动方向的夹角：多普勒相移

：多普勒频移9.3.3多径信道的数字表征多径信道的数字表征每条多径的子路径在空间上的角度是不可分辨的每条子路径的多普勒频移也是不可分辨的子路径在时延上也是不可分辨第n条路径增益9.3.3多径信道的数字表征多径信道的数字表征单条多径的增益是多条子路径的增益叠加得到的每条子路径的幅度假设近似相同，而路径的相位是随机均匀分布的。对于NLOS多径分量，路径增益的实部和虚部可以建模为零均值的正态分布，因此，NLOS径的幅值服从瑞利分布对于存在LOS分量传播路径，路径增益的实部和虚部可以建模为非零均值的正态分布，此时LOS径的幅值服从莱斯分布。9.4链路预算9.4链路预算链路预算依据传播模型对无线链路中信号的全部损耗和增益进行核算获得一定通信质量下链路所允许的最大传播损耗根据信噪比要求估算出系统需要的发射功率和接收功率评估系统的覆盖能力，估算信号从发射端传送到接收端的最远距离Friis自由空间公式不考虑噪声影响时，自由空间传播下的接收功率和发射功率之间的关系主要应用于基于视距传输的无线电通信系统，如卫星通信系统噪声分析噪声系数或等效噪声温度9.4.1噪声系数和等效噪声温度噪声系数F单位带宽内的输出噪声功率(设备和信号源产生)与仅由信源引起的输入噪声功率的比值表示以输入端为参考点时，设备输出端所增加的噪声当设备噪声功率较低时，F总是接近于1，很难进行比较等效噪声温度Te噪声功率等效为温度为Te的设备输入噪声9.4.1噪声系数和等效噪声温度等效噪声温度Te输入设备的噪声功率双端设备的噪声功率总输出噪声功率G：设备的功率增益k：玻尔兹曼常数

f：设备工作带宽T：通常取室温T=290K9.4.1噪声系数和等效噪声温度噪声系数等效噪声温度设备的等效噪声温度不一定是它的物理温度，而是这个设备产生噪声功率的一种度量9.4.1噪声系数和等效噪声温度噪声设备的级联噪声系数等效噪声温度例9.4一个典型的地面终端接收机由一个低噪声射频放大器，下变频器、中频放大器构成。这些组成部分以及接收天线的等价噪声温度为两个放大器的有效功率增益分别为

试计算接收机的等效噪声温度例9.4【解】接收机的等效噪声温度为9.4.2链路预算链路预算计算接收载波功率与噪声功率谱密度之比Friis自由空间公式9.4.2链路预算接收载波功率和噪声功率谱密度之比（dB

Hz）发射记得等效全向辐射功率（dBW）自由空间路径损耗（dB）接收天线增益于等效噪声温度之比（dB/K）玻尔兹曼常数的dB表示（-228.6dBW/(Hz

K))卫星通信系统微波视距无线传输9.4.2链路预算链路预算余量M考虑传输损耗和噪声M以dB表示M：链路预算余量链路预算余量越大，通信链路的可靠性越高例9.5考虑SpaceX—“Starlink”卫星系统的一个简单下行链路预算。Starlink卫星系统的卫星在不同的轨道高度上运行。地球半径为6400km，卫星运行的轨道高度为h=328km，地面用户位于卫星服务边缘，用户处仰角θ

=

25o，如图9.13所示。Starlink卫星通信系统下行链路的增益和损耗值如表9.1所示，系统参数为：卫星侧的有效全向辐射功率EIRP=21.8dBW；地面接收终端使用功率增益G=32.6dB的天线，接收机的等效噪声温度Te=362.5K。试确定若下行链路工作在18.5G的Ku频带，计算其自由空间损耗预测地面接收到的载波功率和噪声功率谱密度之比C/N0如选用的下行链路容限为6dB，信号调制为16APSK，试计算Pe＝10-7的符号差错概率下所允许的传输数据例9.5【解】1)下行链路的自由空间损耗为由图9.13，可以估算出例9.52)地面接收到的载波功率和噪声功率谱密度之比3)地面接收到C/N0应为R为比特率例9.5卫星传输数据采用16APSK调制方式，则对应符号差错概率10-7时系统所需9.5分集技术分集利用多个独立衰落信道传输相同的信号如果某个衰落信道信噪比低于门限的概率为P，L个独立衰落信道信噪比同时低于门限的概率为PL<<P

L个接收信号同时衰落的概率大幅度减小，提高了传输的可靠性

9.5.1分集的实现和方法分集的实现分集传输使接收机能够获得多个携带同一信息的，统计独立的衰落信号分集合并接收信号的集中处理，主要是将接收到的多个统计独立衰落信号以适当的方式进行合并，以降低衰落的影响分集方法空间分集频率分集时间分集分集方法空间分集(SD)也称天线分集，主要利用空间进行分集由多个发射或接收天线实现，天线之间应间隔足够大，确保各接收天线的衰落特性是相互独立的对于二维各向同性散射和各向同性天线单元，天线相距“半个波长”即可。如蜂窝系统中的移动单元若采用方向性的发射或接收天线，一般要求“10个波长”以上，如蜂窝系统中的基站分集方法频率分集（FD）使用多个不同频率的载波承载相同的信息相邻载波间隔需要大于或等于相干带宽以保证相互独立优点：接收端可减少接收天线的数量、缺点：占用了更多的频谱资源跳频扩频技术本质上就是一种频率分集利用多跳频率来获得相互独立的衰落样本分集方法时间分集（TD）信号按一定时间间隔重复传输Ｌ次只要时间间隔大于相干时间，就得到Ｌ条独立的衰落分量由于相干时间与接收机的移动速度成反比，当接收机静止时，时间分集基本上不起作用优点：时间分集减少了接收天线以及相应设备的数目，缺点：占用了时隙资源，增大了开销，降低了传输效率纠错编码和重发本质上都是时间分集方式接收分集分集合并最大比值合并（MRC）每个分集支路有一个自适应的可变增益放大器，用以调整各个分集支路的增益，要求全部的分集支路在合并时同相，加权依据最大似然准则确定，按各支路的信噪比来分配，信噪比大的支路权重大等增益合并（EGC）合并所有分集支路，但对各支路不做加权，降低了实现难度等增益合并可灵活运用于相干、差分相干和非相干检测方式性能比最大比值合并性能差，但比选择合并性能好选择合并（SC）合并原则是选择具有最大输出信噪比的分支合并输出选择合并也适用于相干、差分相干和非相干检测方式ꎮ9.5.2瑞利衰落信道上的二进制信号瑞利衰落信道上的二进制数据传输（BPSK）接收信号复包络发送信号复包络瑞利分布AWGNEb/N0的衰减因子AWGN引起的BPSK平均符号差错概率9.5.2瑞利衰落信道上的二进制信号AWGN+衰落的误比特率服从瑞利分布，

具有

2分布瑞利衰落信道，相干BPSK误比特率9.5.2瑞利衰落信道上的二进制信号9.5.2瑞利衰落信道上的二进制信号瑞利分布造成数字带通传输系统噪声性能的严重下降提高误码率性能增加发送功率增加天线尺寸调制和解调技术分集技术9.5.2空间分集空间分集接收分集将多个接收天线上的独立衰落信号合并为一路，获得分集增益加权系数保证各支路同相合并第i路衰减因子加权系数合并输出包络合并输出总噪声功率谱密度9.5.2空间分集接收分集最大比合并选择合适的ai，使

最大最大比值合并输出的信噪比即各支路信噪比的和合并输出的平均信噪比以及相移的阵列增益随分集支路数L的增加而线性增加在高信噪比时，最大比值合并达到了满分集阶数合并输出信噪比9.5.2空间分集采用分集技术后的误比特率9.5.2空间分集采用分集技术后的误比特率从（2L-1）个不同元素中取出L个元素的所有组合的个数各信道平均信噪比9.5.2空间分集空间分集发射分集Alamouti编码方案：两根发射天线，一根接收天线，发射机不知道信道信息设发送符号为

s1，s2，每个符号能量为Es/2天线i的复信道增益

天线1天线2第一个符号周期发送s1s2第二个符号周期发送-s2*s1*发射分集Alamouti编码方案第一个符号周期接收信号第二个符号周期接收信号发射分集Alamouti编码方案对应于一个符号的发送对应zi的接收信噪比尽管发射端不知道信道信息，Alamouti方案的分集阶数仍可达到29.6MIMO技术9.6MIMO技术MIMO传输技术空分复用传输技术将高速数据流分割成若干低速数据流后送至多天线进行传输获得空间复用增益，显著提高频谱效率、传输速率要求收发端均配置为多天线，并行传输数据流个数通常不大于收发天线数的最小值空间分集传输技术对单个数据流实施空时编码(STC)或其他分集处理后送至多天线进行传输获得空间分集增益，显著提高传输的可靠性预编码传输技术对单个或多个数据流进行预编码后送至多天线进行传输获取功率增益，提高功率效率，降低共信道干扰9.6MIMO技术MIMO信道模型接收信号噪声矢量信道矩阵9.6MIMO技术

Tr(

)：矩阵的迹det(

)：矩阵的行列式INR：NR

NR单位矩阵9.6MIMO技术MIMO信号检测接收端已知信道矩阵H

复杂度高复杂度较低

9.6MIMO技术多用户MIMO预编码传输模型工作原理用信道状态信息对发送信号进行预处理，从而消除用户间干扰。接收信号矢量噪声矢量预编码矩阵信道矩阵9.6MIMO技术预编码技术非线性预编码脏纸编码（DirtyPaperCoding,DPC）矢量扰动（VectorPerturbation,VP）预编码Tomlinson-Harashima预编码等和线性预编码匹配滤波（MatchFilter,MF）预编码迫零（ZeroForcing,ZF）预编码正则化迫零（RegularizedZeroForcing,RZF）预编码等系统中用户数量或者天线数量较少时，非线性预编码性能更好，但是计算复杂度很高线性预编码的算法计算复杂度就很低9.6MIMO技术大规模MIMO大规模阵列天线替代多天线，大幅提高空间分辨率大幅提升系统的频谱效率基站将各用户信号集中到各自的方向上进行发送，使得不同用户可以通过空间复用方式重复使用相同的时频资源，从而大大提高系统的频谱效率。收发信号处理简单随着基站侧天线数增加，不同用户终端的信道响应矢量渐近正交，使得只需要进行单用户波束成形预编码以及匹配滤波接收就可消除用户间干扰，其实现复杂度很低。数据传输高可靠性大规模MIMO系统利用大数定律以及波束成形可以避免用户信道深衰落，从而建立高可靠性的传输链路。例如：4G基站通常4或8根天线，5Ｇ基站可配置64根天线9.7正交频分复用9.7正交频分复用正交频分复用（OFDM）提高频谱利用率有效消除符号间干扰9.7.1OFDM基本原理

9.7.1OFDM基本原理子载波之间的彼此正交解调第k路子载波9.7.1OFDM基本原理9.7.2OFDM的FFT实现OFDM实现离散傅里叶变换(DFT)离散傅里叶反变换(IDFT)9.7.2OFDM的FFT实现OFDM实际实现快速傅里叶反变换(IFFT)快速傅里叶变换(FFT)降低运算的复杂度N点离散傅里叶反变换，复数乘法为N2次基2快速傅里叶反变换算法，复数乘法次数仅为(N/2)log2N如果子载波数量非常大，可以进一步采用基4快速傅里叶反变换算法9.7.2OFDM的FFT实现OFDM实际实现添加循环前缀，提高抗多径传输的能力在相邻的OFDM符号之间插入保护间隔，保护间隔长度Tg要大于无线信道中的最大时延扩展τmax，使前一个OFDM符号的时延分量不会对下一个符号造成干扰可以将OFDM符号的最后Tg时间段内的数据，复制到正交频分复用符号前端的保护间隔内，形成前缀。这部分数据称为循环前缀（CyclicPrefix,CP）一个OFDM符号的总长度变为T=

Tg

+TFFT，若Tg

大于最大多径时延扩展，前一个符号的干扰只会存在于[0,τmax]，相邻正交频分复用符号之间则可以完全克服符号间干扰的影响9.8.2OFDM的FFT实现OFDM调制OFDM解调5.7.35G中的OFDM技术5GNROFDM标准

f和CP参数5.7.35G中的OFDM技术5GNROFDM标准帧结构上下行帧长每帧分10个子帧，编号为0~9，每子帧长5.7.35G中的OFDM技术5GNR帧结构每一帧被划分成两个大小相等的半帧，0号半帧由0-4号子帧组成，1号半帧由5-9号子帧组成每个子帧包含连续OFDM符号数一个子帧中的时隙数每时隙中符号数一个子帧中的符号数5.7.35G中的OFDM技术5GNR帧结构每帧的时隙数5.7.35G中的OFDM技术5GNR时频资源的栅格图资源块（RB）资源粒子（EI）每个资源粒子在时域中占用一个正交频分复用符号长度，在频域中占用一个子载波一个资源块中的子载波数资源块的个数系统支持的最小带宽4.302MHz最大带宽49.5MHz9.8多址技术9.8多址技术多址接入技术解决多用户接入并共享系统资源传统多址技术频分多址（FDMA）时分多址（TDMA）码分多址（CDMA）空分多址（SDMA）新型多址技术正交频分多址（OFDMA）非正交多址（NOMA）9.8多址技术频分多址利用传输信号载波频率的不同来建立多址方式FDMA把无线频谱按频率分隔成多个互不重叠的正交信道，每个用户占用一个信道为了减少相邻信道之间的干扰，常需要在信道之间设置保护频带频分双工（FDD）：将整个系统的工作频带划分为发射和接收两个频带区实现双向通信FDD收发频带区之间也需设置保护频带9.8多址技术时分多址TDMA传输信号的时间不同来建立多址方式把无线频谱按时间分割成若干相同间隔的周期性时隙，系统按优先权分配给每个用户一个或多个时隙,以适应不同带宽的需求时分双工(TDD)：每个用户的发射和接收需要使用不同的时隙实现双向通信TDMA系统需要较高的同步开销9.8多址技术码分多址CDMA将扩频码作为地址码来建立多址方式。扩频码为伪随机码序列，分正交码和非正交码两种用户所发射的载波既受基带数字信号调制，又受地址码调制码分双工（CDD）：用户的发射和接收需要使用不同的码实现双向通信9.8多址技术码分多址CDMA多址干扰所有用户可以使用同一载波、占用相同的带宽、同时发送或接收信号，由于多个用户的信号在时域和频域上是混叠的，因此在频域上会产生一定的同频和邻频干扰干扰受限CDMA是干扰受限的，其容量限制是软的增加CDMA的用户数，只是增加干扰背景，不会导致用户无法接入，但随着用户数的增加，所有用户的通信质量都会下降远近效