《高频电路分析与实践》课件第7章

第七章高频功率放大电路7.1概述7.2丙类高频功率放大器的工作原理7.3高频功率放大器的特性分析7.4高频功率晶体管的特性7.5高频功率放大器的电路结构7.6功放管的安全工作7.7集成高频功率放大电路简介 7.1概述

前面各章分析的放大、混频和调制等电路，通常都是在比较低的功率水平上实现信号处理的。这样做使得电路容易实现，同时又降低了系统各个单元电路之间的相互干扰。根据常识我们知道，无线电发射机必须具有足够的功率才能使发射的信号被远方的接收机可靠地接收。高频电路中，使待发送高频信号获得足够功率是由高频功率放大器来实现的。在低频电路中也要使用功率放大器。通过低频功率放大器的学习，我们已经建立了一个重要的概念：功率放大器实质上是将电源供给的直流功率转换为信号功率。这种转换当然不是百分之百的。电源供给的直流功率中没有转换的部分就消耗在功率放大器中。这部分消耗功率（能量）会使功率放大器发热，若消耗功率过大，就会使功率放大器过热从而损坏。第六章提到功率放大器是决定无线电发射机可靠性的主要因素之一就是这个原因。因此，如何提高放大器的（功率转换）效率是设计与调试功率放大器的首要问题。提高功率放大器效率的主要途径是使放大元件工作在乙类、丙类或开关状态。但这些工作状态的晶体管输出电流与输入信号之间存在很严重的非线性失真。低频放大器用推挽方法结合深度负反馈解决非线性失真；而高频功率放大器主要采用谐振方法来滤除非线性失真。不同的选择缘于放大元件在低频区和高频区的特性不同，及实用高频信号与低频信号特性的不同。就放大元件而言，一方面高频区特性远比低频区复杂，这决定了高频功率放大器一般难以采用深度负反馈解决非线性失真。另一方面，实用高频信号通常是所谓的“窄带信号”。窄带信号是指带宽远远小于其中心频率的信号。例如带宽为6MHz的电视信号调制到450MHz的频率上，带宽（6MHz）远小于其中心频率（450MHz），因此该已调信号为窄带信号。而频率范围为300～3400Hz的话音信号就不是窄带信号。窄带信号具有类似于单一频率正弦波的特性，因此可用谐振电路（窄带电路）来处理它们。这也是高频小信号放大、调制解调和混频等高频电路中采用谐振电路滤波的依据。由于放大元件特性的不同及谐振电路的采用，影响高频功放工作状态的因素比低频功放多得多。例如实际负载阻抗相对于设计值的少许偏移可能造成放大元件输出端负载阻抗的较大偏移；调谐元件参数的少许偏移会造成严重的失谐。这些都将直接造成输出信号的严重失真和效率的严重降低，从而损坏放大器。同时，在高频功率放大器中，参与调谐的元件多，这与高频小信号放大、调制解调和混频等高频电路中的情况不同。总之，高频功放的效率（可靠性）对元件参数敏感，而相关的因素和元件数多，故它的设计和调试都要比低频功放复杂。高频功放的放大元件可以是晶体管或电子管。由于在大多数场合都采用晶体管做放大元件，本章也只讨论晶体管功率放大器。

本章第二节叙述高频功率放大器的工作原理，说明丙类工作状态如何提高功率转换效率，以及这种放大器的总体结构。第三节分析影响高频功放工作状态的各种因素。第四节简要介绍功率晶体管的高频特性，目的是请读者注意到各种理论分析中对高频功率晶体管的特性都做了较大的简化。这样，读者一定能注意到按这些理论分析结论设计出的电路，其实际特性与预期的特性之间可能存在较大的误差，设计方案主要应根据实验结果选择。实践的观点在高频功放的学习、设计与调试中显得特别重要。第五节介绍高频功率放大器的实际电路结构，以便构成一个完整的高频功率放大器。前述各节的介绍与分析都是针对单管放大器进行的。目前单管放大器所能输出的功率还不能满足大功率发射机的要求，产生很大功率通常是由功率合成器实现的。7.2丙类高频功率放大器的工作原理

7.2.1基本原理

因为实际上最常用的为共射极电路，所以以后的讨论只限于共射极组态。高频谐振功率放大器通常都可简化为图7－1(a)。由图7－1(b)所示的电路各处的信号波形我们可以看到，输出到谐振阻抗上的电压是正弦电压，电压振幅为Ec，电压动态范围为2Ec。晶体管集电极承受的电压uc(t)是该正弦电压加上直流偏置电压Ec。其最小值为0。集电极电流ic(t)为脉冲状，电流ic(t)不为0的时间基本上集中在电压uc(t)为最小值期间。图7－1高频功率放大器的结构及信号波形

(a)电路结构;(b)各处的信号波形;(c)ic(t)的精细结构由于晶体管的集电极耗散功率（这是晶体管耗散功率主要部分）Pc为(7.1)ICn、n

f和

n分别表示第n个分量的振幅、频率和相位。图7-2示出了一个ic(t)分解的实例。(7.2)图7－2

ic(t)的分解在式(7.2)中，我们特别关心n=0和n=1时对应的两项，它们分别是i

c0(t)=I

c0

i

c1(t)=Ic1

cos(2

ft+

1)(7.3)(7.4)式中：ic0(t)为直流分量，它是ic(t)在一个周期内的平均值；ic1(t)是ic(t)中频率为f的分量（称为基波分量），它是ic（t)中代表信号电流的部分。我们将看到，只有这两个分量与放大器输出功率或耗散功率有关。ic(t)中频率大于f（n>1）的所有分量（称为谐波分量）都是晶体管脉冲工作状态所产生的非线性失真分量，不应该输出到负载中产生相应的电压。显然采用调谐于信号频率f的谐振负载（在频率f附近呈现纯电阻性阻抗R，而在直流（f=0）和其他谐波频率上呈现接近于0的阻抗）可让基波分量在负载上产生电压，而直流和其他谐波分量不在负载上产生电压。由于谐波频率为基波频率f的整数倍，最低谐波频率为2f，远离谐振负载的谐振频率，达到上述要求的谐振负载是比较容易实现的。注意，图7－1(a)中的谐振负载并非实际负载。实用电路中实际负载往往是通过一个相当复杂的谐振网络连接到晶体管的，这将在高频功率放大器的电路结构一节说明。上述谐振负载Z是从晶体管集电极看到的谐振网络所呈现的负载。实用电路中谐波电流不流入实际负载，而是被谐振电路中的电容旁路掉了。7.2.2功率关系

要理解高频功率放大器的效率，首先必须理解放大器中的各种功率关系。电路分析中通常只关心平均功率。除非特别指出，以下所述功率均指平均功率。在功放中存在以下几个功率：

Ps——电源供给放大器的功率；

Po——放大器输出给谐振负载的功率；

Pc——放大器晶体管集电极耗散功率。从原理上讲，谐振网络中的谐振元件（电感、电容）并不消耗功率。放大器输出给谐振负载的功率也都能通过谐振网络传递给实际负载。因此，Po也就是放大器输出给实际负载的功率。从图7－1(a)可以看出，电源、谐振负载和晶体管集电极具有相同的电流ic(t)。因此(7.5)(7.6)(7.7)上述各式中的上划线表示在一个信号周期内取平均值。由于故(7.8)

1．电源输出功率Ps

电源供给放大器直流电压Ec和集电极电流ic(t)，因此电源将供给放大器功率。集电极电流ic(t)的平均值就是ic(t)中的直流分量Ic0，因此(7.9)这说明ic(t)中的直流成分决定了电源的输出功率。(7.10)(7.11)只有当n=1时上式第一项为1/2，平均值为1/2；第二项为正弦交流信号，平均值为0。当n为其它值时上式两项均为正弦交流信号，平均值为0。于是，将式(7.2)、(7.11)代入式(7.6)并引用上述结论，得到可见，放大器输出功率由ic(t)中的基波分量和谐振负载决定。利用式(7.8)可计算出放大器晶体管集电极耗散功率Pc

式(7.9)、(7.12)和(7.13)就是功率放大器各处的功率关系。7.2.3效率

由于Pc>0，因此Po<Ps。定义(7.14)为功率放大器的效率。将式(7.9)、(7.12)代入式(7.14)得(7.15)上式说明，在电源电压Es一定时，欲提高功率放大器的效率，应增加谐振负载电阻R、集电极电流基波分量Ic1，减小集电极电流直流分量Ic0。这可指导功率放大器的设计。

然而，提高效率的问题远没有解决。因为R、IC1和IC0通常是相互制约的，不能独立调整。或者说它们对效率的贡献可能有相互抵消的情况。这些关系需在下一节中说明。下面我们先导出一个能更有效地指导高频功率放大器的设计的效率关系式。

根据(7.11)我们知道，谐振负载上的电压是射频基波电压uZ(t)=UOMcos(2

ft+

1)Uom=R

I

c1(7.16)(7.17)综合式(7.12)和(7.17)，我们有(7.18)(7.19)在式(7.20)中，令(7.20)(7.21)则(7.22)

k被称为集电极电流的波形系数，h被称为电压利用系数。上式说明欲提高功率放大器的效率，应提高k和h的值。前述增加R、Ic1，减小Ic0来提高效率的方法也会提高k和h的值。在实际电路中，k和h的值不会互相制约，从而可独立设计与调整。因此式(7.22)比式(7.15)能更有效地指导高频功率放大器的设计。提高功放效率有两个意义。在要求一定的输出功率的前提下，提高效率能节省发射机输入功率。这对移动电话和卫星转发器之类的设备很有意义。其次，提高效率能降低晶体管耗散功率，减少晶体管的发热，从而提高整机的可靠性。或者，在允许晶体管耗散功率一定的条件下，提高效率使晶体管可输出更大的功率。这可从下面的关系看出。根据效率的定义，输出功率Po=ηPs，晶体管耗散功率Pc=(1-η)Ps。因此(7.23)根据上式，若某晶体管允许耗散功率即Pc为10W，在效率为80%时放大器可输出40W的功率；在效率为90%时则可输出90W的功率。7.2.4电压利用系数

根据式(7.21)，要提高电压利用系数h，应提高谐振负载上的电压uZ(t)的振幅Uom。但由于晶体管集电极电压u

C

(t)=EC-uZ(t)（7.24）或Uom<Ec-uces=uomax

(7.25)Uomax是允许Uom能达到的最大值。当Uom达到该最大值时，称放大器工作于尽限运用状态。此时h达到最大值(7.26)

以上分析说明，从提高电压利用系数h的角度提高功率放大器的效率，应尽量使放大器工作于尽限运用状态。这要求射频信号的幅度恒定。这对于没有幅度调制的射频信号（如调频、调相等）是可以做到的。而对于有幅度调制的射频信号（如调幅、单边带等）就做不到了。如图7－3所示。目前模拟无线通信系统广泛采用调频体制、数字无线通信系统广泛采用恒包络调相体制的重要原因之一，就是它们的射频信号幅度恒定，可以使发射机功放工作在尽限运用状态。图7－3具有幅度调制时的集电极工作波形功放工作在尽限运用状态时，电路的有关参数为Uom=uomax(7.27)(7.28)(7.29)

这些是以后将经常用到的几个关系式。上述各式表明，在尽限运用时，若输出功率要求给定，则Uom一定，要求R一定，Ic1一定。7.2.5集电极电流的波形系数

影响集电极电流的波形系数k的因素很多，这也是我们说高频功率放大器的分析比较复杂的主要原因之一。下一节将讨论这些因素。现讨论一个比较简单、基本的因素，即集电极电流脉冲的导通角。如果下一节将讨论的那些因素不使功放晶体管进入饱和状态，则波形系数k只受导通角的影响。在此讨论导通角还因为这涉及到两个基本问题：为什么高频功率放大器中晶体管要工作在丙类状态？如何让晶体管工作在丙类状态？先对高频功率晶体管的特性做简化，忽略掉它的惰性与内部反馈，也不考虑晶体管进入饱和状态的情况。晶体管的这种简化特性自然会与其实际特性相去甚远。但它抓住了晶体管的主要特征，即基极电压（电流）控制集电极电流。做这种简化后我们认为，基极电压变化将立即引起基极电流变化，同时也立即引起集电极电流变化，即特定时刻集电极电流只决定于该时刻的基极电压。就像晶体管在低频工作时的情况那样。这样，在图7－1(a)的共射电路中，集电极电流ic是基极电压ub的函数，即ic=gub

(7.30)式(7.30)被称为晶体管的转移特性。我们进一步假定基极电流随基极电压ub按折线规律变化，而集电极电流ic是基极电流线性放大的结果，则ic也随ub按折线规律变化，如图7－4所示。图中UT为PN节的门限电压。硅管的门限电压约为0.4～0.6V，锗管的门限电压约为0.25～0.3V。转移特性写成解析式为ub<UT

ub>UT

(7.31)式中：gT被称为晶体管的跨导。图7－4晶体管的转移特性根据晶体管的转移特性，若在晶体管基极加上一个交流电压ub(t)，则只有当ub(t)>UT时才会在集电极产生电流i

C(t)=gT[u

b(t)-UT](7.32)显然，ic(t)是脉冲状的。脉冲形状为余弦波形的顶部（我们称之为余弦脉冲）。如图7－5所示。图7－5集电极脉冲电流的产生如果在整个信号周期内，晶体管集电极都导通并流过余弦电流，则电流的相位在一个周期内变化了2π（360°）。现在，一个周期内晶体管集电极导通的时间不足一个周期。为表示导通时间与周期之比，我们引入一个参数——导通角θ。它表示集电极导通时间内上述余弦信号的相位变化。我们将看到，余弦脉冲的波形系数k由θ决定。显然，ic(t)的导通角可由晶体管的基极偏置电压Ub和ub(t)的振幅Ubm决定。由图7－5可见，当Ub增加时，θ增加。我们还可根据图7－5写出θ与Ub和Ubm的关系注意，上式中Ub<0。实际上，由于晶体管的特性比较复杂，所以式(7.33)的应用价值有限。但Ub增加时θ增加的结论是正确的，可帮助我们在设计或调试电路时调整导通角。同时，集电极电流为余弦脉冲的结论比较符合实际情况。因此，分析高频功放可直接从集电极电流为余弦脉冲的假设入手。(7.33)导通角为θ的余弦脉冲电流ic(t)可写成(7.34)根据傅里叶级数理论将频率为f的上述脉冲分解为式(7.2)的傅里叶级数可得(7.35)(7.36)

n=0n>1(7.37)(7.38)

(1)各Icn都与余弦脉冲的高度icmax成正比；

(2)各Icn与icmax的比例系数都是导通角θ的函数；

(3)各频率分量的初始相位为0，表明它们的最大值与余弦脉冲的最大值在时间上是同时发生的。

可将各Icn写成Icn=αn(θ)icmax(7.39)式中：αn(θ)为式(7.35)、(7.36)和(7.37)中的比例系数，称为余弦脉冲的分解系数。在以上各Icn或各αn(θ)中我们只关心Ic0、Ic1或α0(θ)、α1(θ)，因为只有它们与波形系数k有关。根据式(7.21)，我们可写出k的定义(7.40)可见k也是导通角

的函数。图7-6示出了各

n(

)及k与

的函数关系。图7－6余弦脉冲的分解系数αn(θ)与波形系数k(θ)由图7－6可见，波形系数k(θ)随导通角θ增加而减小，其最大值为2。从提高波形系数的角度来提高功放效率，导通角θ应越小越好。但实际上，θ也不能取得太小。这是因为：

(1)当θ太小时，α1(θ)很小。根据α1(θ)的定义，得(7.41) 这说明，此时晶体管集电极最大电流（余弦脉冲的高度）将比所要求的基波电流振幅Ic1大很多倍。而Ic1是由输出功率的要求决定的，见式(7.29)。

(2)由式(7.33)关于导通角的调整方法的讨论可知，若要求θ很小，则功放管的基极激励电压幅度和反向偏压都要求很大，造成功放管的基极瞬时反向电压很大，这容易造成发射结功放管的击穿。

(3)若导通角太小，在射频频率较低时，产生的各高次谐波分量较大；在射频频率较高时，又不容易做到太小的导通角。从上述讨论可知，在不显著降低波形系数的前提下，应尽量让θ大一些。从图7－6可见，只要θ小于120°，k值都是可接受的。当θ=120°时，k=1.80，在尽限运用情况下放大器可得到接近90%的效率；当θ=180°时（乙类放大器），k=1.57，在尽限运用情况下放大器可得到接近78%的效率。可见，丙类放大器比乙类放大器的效率高得多。

至此，我们已经对晶体管高频功率放大器集电极工作状态有了这样的认识：①集电极射频信号振幅接近电源电压；②从集电极看到的谐振负载阻抗由R=Ec2/(2PO)确定，若实际负载阻抗不是这个值，则要用阻抗变换电路将实际负载阻抗变换成所要求的值；③集电极电流为导通角较小的余弦脉冲电流。让我们用具体数据来建立一些感性认识。譬如，某150MHz调频电台的功放电源为13.8V，要求输出峰值包络功率（PEP）80W。则要求功放管集电极谐振负载阻抗为1.19Ω，集电极电流的基波分量Ic1为11.6A。若采用120°导通角，则效率为90%。此时电源输出功率为88.9W，输出电流为6.44A。晶体管集电极耗散功率为8.9W。集电极电流最大值为29.65A；若采用180°导通角，则效率为78%。此时电源输出功率为102.6W，输出电流为7.43A。晶体管集电极耗散功率为22.6W。集电极电流最大值为23.18A。7.3高频功率放大器的特性分析

上节最后我们提出丙类功率放大器的理想工作状态，其中要求集电极电流为导通角较小的脉冲电流。保持集电极电流为导通角较小的脉冲电流的条件是功放晶体管不能进入饱和状态。但实际上，集电极电流脉冲形状受到许多因素的影响，包括谐振负载的变化、激励状态、集电极和基极偏压变化的影响。经过分析我们还会发现，由于这些影响不可避免，适当地让功放管工作在较浅的饱和状态，可减小这些因素对放大器效率的影响。本节将分析这些影响。在此之前，我们有必要分析一下作为放大器工作状态分析工具的晶体管输出特性。由“低频电子线路”课程我们知道，晶体管输出特性反映当基极电压（电流）一定时，集电极电流随集电极电压的变化规律，如图7－7所示。晶体管（共射）放大器能起放大作用，它能提供一个与集电极电压uce（或负载电压）无关而只由基极电压控制的集电极电流ic（负载电流）。但晶体管输出特性告诉我们，这种控制关系是有条件的，那就是uce必须足够大。例如在图7－7中，当ub=Ub3时，必须满足uce>uces3。若uce<uces3，则ic随uce减小而急剧减小。此时称晶体管工作在饱和状态。工作在饱和状态的晶体管没有放大能力。称uces3为ub=Ub3时的饱和（集电极）电压。由图7－7可见，集电极饱和电压uces与基极电压ub有关，ub较大时，uces也较大。在高频功放管中，Uces通常较小，所以我们通常不深究uces与ub的关系。图7－7晶体管的输出特性在共射高频谐振功率放大器中，晶体管集电极电压uce由电源电压Ec和集电极输出电压uZ(t)=Uomcos(2πft+φ1)决定uCE(t)=Ec-uZ(t)(7.42)当uZ(t)达到最大值时，uce(t)取最小值。若Uom接近Ec，uce(t)的最小值会小于uces，即晶体管瞬间进入饱和状态。由于此时集电极输出电压幅度较大，我们称此时功放管工作在过压状态。过压状态下集电极电流脉冲由基极偏压、激励和功放管的瞬时饱和深度决定。若集电极输出电压幅度较小，晶体管任何时刻都工作在放大状态，我们称此时功放管工作在欠压状态。欠压状态下集电极电流脉冲由基极偏压和激励决定。若uce(t)的最小值接近饱和电压，我们称此时功放管工作在临界状态。临界状态下，晶体管不饱和，同时集电极输出电压幅度较大。因此临界状态就是前面所说的尽限运用状态，是功放管的一种理想工作状态。注意，晶体管状态的这种描述是总体性的，不是描述晶体管的瞬时状态。例如，过压状态下，功放管只是瞬间进入饱和状态，其它时间晶体管仍工作在放大状态，因此在过压状态下功放管仍有放大能力。7.3.1谐振负载的影响——负载特性

根据上一节的分析，尽限运用可提高功放的效率。在尽限运用时，功放管要求的谐振负载R是一定的，但有两个因素造成R可能偏离设计值。首先，高频功率放大器的实际负载常常是天线。而天线的阻抗很容易受周围环境的影响而变化。有时在工程安装中甚至不能确切知道天线的阻抗。其次，实际负载是通过复杂的阻抗变换和滤波网络变换成功放管所要求的谐振负载的。因此，即使实际负载是已知的确定值，在调试过程中仍会因为谐振元件的调整而使功放管集电极的负载阻抗剧烈变化。功率放大器的负载特性描述当集电极电源电压、基极激励电压和偏置电压一定，功放管集电极负载Z偏离理想值时，功放管工作状态的变化规律。集电极负载Z偏离理想值包括两种情况，一是集电极调谐准确，但谐振阻抗R的大小偏离理想值；二是集电极未准确调谐，集电极负载阻抗包含电抗分量。下面分别讨论。一、集电极谐振阻抗R偏离理想值

由于基极激励电压和偏置电压一定，若功放管不饱和，集电极电流脉冲ic(t)是一定的。此时，ic(t)可由余弦脉冲的导通角θ和高度icmax两个参数完全地描述，它们是一定的。Ic0、Ic1和波形系数k也是一定的。集电极效率由电压利用系数h决定。在功放管不饱和的条件下最大效率发生在尽限运用也就是临界状态时Uom=uomax=Ec-Uces

(7.43)(7.44)（7.45)（7.46)式中：Ropt为谐振负载的最佳阻抗值。当R偏离Ropt时，功放管将进入欠压或过压工作状态。输出功率和效率都将偏离上述值。

1．欠压状态

当R<Ropt时，由于Ic1一定，因此Uom<uomax，说明此时功放管工作在欠压状态。由于Ic0一定，因此电源输出功率Ps一定。集电极输出功率Po和效率η完全决定于Uom。此时集电极工作状态为Uom=Ic1R(7.47)(7.48)(7.48)（7.50)

2．过压状态

当R>ROPT时，功放管的集电极工作状态就复杂一些。我们将看到，此时UOM将维持UOMAX基本不变，而IC0和IC1将减小。因为若IC1维持不变，则由于R>ROPT，会导致UOM>UOMAX。但这是不可能的，因为这时功放管将会因饱和而降低放大能力。亦即，R>ROPT有增大UOM的趋势，而UOM增大使功放管饱和。饱和又有使UOM减小的趋势。这两种相反趋势的平衡点是维持UOM基本不变。实际上，随着R增加，饱和电压UCES会降低，因此UOM会增加。但UCES的值很小，因此UOM的增加很小，见图7-8(b)的右半部。UOM基本不变是我们分析过压状态下集电极工作得到的第一个结论，也是后面分析的出发点。Uom

Uomax(7.51)图7－8负载特性曲线与功率、效率曲线

为分析过压状态下的各项功率与效率，必须分析IC0和IC1的变化规律。为此必须考察此时集电极电流脉冲的变化。根据(7-51)和UOM=RIC1，显然有(7.52)这与欠压状态下的情况完全不同。在那里，IC1与R无关而由基极激励电压和偏压决定。现在，IC1则由负载决定。这是怎么回事呢？

原因在于过压状态下功放管有一段时间会饱和，见图7-9。由于集电极接谐振负载，因此无论集电极电流脉冲为何种形状，只要它有基波分量，集电极交流电压就只有基波分量。它是一正弦振荡电压，并且，根据上述分析，其振幅基本恒定。这样，结合图7-9(a)的晶体管输出特性我们可确定基极激励和偏压以及集电极电源电压一定时功放管的工作波形如图7-9(b)。当uB<UT时，iC=0。此时集电极电流iC与电压uC的变化轨迹在图7-9(a)的A和B之间。t1时刻以后uB>UT，iC>0，iC、uC的变化轨迹脱离AB线。t2时刻uB=UB1，iC、uC的变化轨迹到达C。t3时刻uB=UB2，轨迹到达D。我们看到，此时功放管已临近饱和，但集电极正弦振荡电压还未达到其最小值。t4时刻该最小值达到，轨迹到达D。尽管此时uB=UB3>UB2，但功放管饱和，因此iC下降。t5、t6、t7时刻的轨迹可类似分析。一个完整振荡周期中集电极电流iC与电压uC的变化轨迹为

B(t1)

C(t2)

D(t3)

E(t4)

D(t5)

C(t6)

B(t7)

A(t8)

B(t1)

图7－9过压状态下晶体管的工作情况

（a）晶体管的输出特性;（b）各状态变量波形

以上分析说明，过压状态下的集电极电流脉冲形状与欠压状态的情形相比发生了很大变化。此时的电流脉冲中心出现下凹。正是这一变化使Ic0和Ic1都发生了变化，显然他们都比在欠压状态下小。这说明功放管的瞬态饱和会自动调整Ic1使之按(7.29)的规律变化，Ic0也随之变化。Ic0的变化规律应另行分析才可得到，此处从略。分析表明，随着负载R的值加大，Ic0将减小，但不如Ic1减小那么显著。因此，随着R的加大，波形系数k将减小。但导通角较小时，在Ropt附近k基本维持不变。随着R的加大，瞬时饱和深度加大。从图7－9(a)可以看出，此时D点的饱和电压略微降低，因此，Uom略微加大。现在来分析集电极输出功率Po和电源输出功率Ps。根据式(7.52)有(7.53)即PO随R增加而减小。至于电源输出功率PS，由于IC0随R增加而减小，根据(7.9)，PS也随R增加而减小。至此，我们已可解释图7-8中过压状态下Ic0、Ic1、Uom、PO和PS的变化规律。随着R加大，波形系数k减小而电压利用系数h维持不变，故效率

也会降低。但在ROPT附近由于k基本维持不变而UOM略微加大（h也略微加大），根据(7.23)，效率

也会略微增加。这说明所谓最佳负载R

OPT是相对于输出功率而言的。相对于效率的最佳负载比ROPT稍大。最后，集电极耗散功率PC可由PS-PO得到。它也随着R加大而减小。

掌握功放管的负载特性对实际调试谐振功率放大器非常重要。最后对功放的三种工作状态作一总结：临界状态是功放的理想状态，输出功率最大，效率较高。但此时要求集电极负载阻抗的值一定。欠压状态下功放管输出电流一定，输出电压、功率都随负载变化而变化。输出功率小，集电极效率低。除非输出信号有幅度调制，这种工作状态应避免。

过压状态下功放管集电极输出电压不随负载变化而变化，此时放大器相当于一个恒压源。显然它可用于那些负载变化范围大的场合。

在临近临界的过压状态下，集电极效率最高，输出功率较大。因此，实用功放电路通常采用这种工作状态。

2、集电极失谐

集电极失谐发生在功放的调试过程中，或调试好后因发射机实际负载偏离设计值从而造成调谐网络失谐的情况下。失谐严重时（如调试过程中），集电极负载阻抗绝对值通常很小，电源输出功率基本被功放管消耗，因此功放管会损坏。这种情况对谐振功率放大器是应绝对避免的。如果发射机实际负载偏离设计值，就可能造成轻微失谐。此时，放大器效率降低，功放管耗散功率增加。当耗散功率超过功放管的允许耗散功率时，功放管也会损坏。这种情况对调试与使用谐振功率放大器也应十分注意。下面我们来分析后一种情况。失谐发生时，集电极负载阻抗为复数Z=|Z|exp(jφZ)(7.54)当φZ>0时，Z为感性负载；当φZ<0时，Z为容性负载。集电极交流电压为UZ(t)=|Z|Ic1cos(2πft+φZ)(7.55)即集电极交流电压与集电极电流基波分量之间有相位差φZ。轻微失谐时φZ的绝对值较小。由于集电极电流脉冲的峰值对准其基波分量的峰值（无相位差），因此，失谐时集电极电流脉冲的峰值与集电极电压最小值之间有相位差φZ。此时即使|Z|较大而使功放管工作在临界或过压状态，功放管导通时的瞬时功耗仍然较大，从而平均功耗较谐振时增加。如图7－10所示。图7－10失谐造成功放管集电极耗散功率增加必须指出，即使失谐造成的功放管耗散功率增加值不大也有可能损坏功放管。这是因为在高效率功率放大器中，功放管集电极耗散功率本来是很小的。在设计放大器选择功放管时是按较小的集电极耗散功率来考虑的。这时，数值不大的耗散功率增加值就可能使功放管实际耗散功率突破极限值。7.3.2各极电压对工作状态的影响

1、电源电压对工作状态的影响

通常，功放管的集电极电源电压Ec应保持稳定。但在集电极调幅电路中则依靠改变Ec来实现射频信号的幅度调制。分析Ec对工作状态的影响目的在于搞清楚正确实现调幅的条件。在负载、基极激励电压与偏压一定时，集电极各状态参数随Ec的变化规律如图7－11所示。图7－11

Ec的变化对工作状态的影响理解Ec的变化对工作状态的影响仍然要从功放管的欠压、过压状态入手。首先应清楚功放管在什么电源电压范围内过压，什么范围内欠压。显然，电源电压较低时，功放管容易瞬间饱和。因此电源电压较低时功放管容易工作在过压状态。根据负载特性的分析，在欠压状态下，集电极电流只由基极状态决定，与集电极电源无关。因此在欠压状态下增加电源电压EC，IC0与IC1不变。由于负载不变，根据PS=EC

I

C0和PO=IC12R/2可知，此时PS随EC增加而成正比地增加，PO保持不变，根据PC=PS-PO，PC随EC增加而增加。过压状态下，UOM=EC-UCES，而UCES的值很小。因此，UOM跟随EC的变化。根据IC1=UOM

/R，随EC增加成正比地增加。在负载特性的分析中我们曾提到IC0大体跟随IC1的变化，因此它也随EC增加而增加。

集电极调幅就是利用过压状态下UOM跟随EC变化的原理而实现的。让EC按调幅信号的包络变化，即可在功放管集电极输出调幅电压。2、改变基极状态对工作状态的影响

基极状态包括基极交流激励电压振幅UBM和偏置电压UB。在研究基极状态对工作状态的影响时，需假定集电极电源与负载保持不变。在调幅波放大时需考虑UBM对放大器工作状态的影响；在基极调幅时，基带信号作为基极偏置电压UB。此时要考虑UB对工作状态的影响。更重要的是，如本章第一节所述，由于高频放大器不能像低频放大器那么能精确描述，因此在设计时就留下一些状态或元件参数待实验调整。其中UB就是一个能较好地调控功放管状态的状态参数。分析基极状态的变化对工作状态的影响仍然要从功放管的欠压、过压状态入手。也要首先清楚功放管在什么基极状态下过压，什么情况下欠压。显然UBM或UB增大都有使集电极电流脉冲高度和导通角增大的趋势，即有使IC0与IC1增大的趋势。此时若集电极负载较大或电源电压不足够大，会使功放管进入过压状态。因此较小的UBM或UB会使放大器欠压，较大的UBM或UB会使放大器过压。当EC、R和Ub保持不变时，Ubm的变化对工作状态的影响如图7-12所示。在欠压状态下，分析基极状态变化对工作状态的影响可在图7-1上进行。由图7-12可见，在欠压状态下，Ubm增大会使集电极电流脉冲高度和导通角增大，从而使IC0与IC1增大，UOM增大。由于EC和R都一定，根据(7.9)，PS按I

C0的规律变化。根据PO=IC12

R/2，PO按I

C12的规律变化。在过压状态下UOM跟随EC，IC1、PO由UOM和集电极谐振负载R决定。而EC和R都一定，因此IC1、PO都保持不变。IC1的不变是靠集电极电流脉冲的下凹实现的，下凹的的结果使IC0也保持不变。

图7－12

Ubm的变化对工作状态的影响图7-13示出当Ec、R和Ubm保持不变时UB的变化对工作状态的影响。由图可见，Ub和Ubm的影响是类似的。只是，通常Ub为负值以保证较小的导通角。当Ub为正值时继续增加Ub将在PO

不增加（过压状态）的情况下使Ps

继续较快增加，因为此时导通角可能大幅增加。图7－13

Ub的变化对工作状态的影响

7.4高频功率晶体管的特性

上述各节的分析中，我们不断用到晶体管的转移特性和输出特性，但并没有用解析式精确地描述，因为这些特性是在输入信号缓慢变化时测试出来的，没有考虑到各极电流、电压的高速变化，因而这些特性被称为静态特性。用静态特性描述高频工作的功放管误差会很大，因为晶体管在高频大信号工作时，其惰性、内部反馈和非线性都很显著，因此它的内部物理过程相当复杂。这样，试图精确描述高频功放管的努力就变得没有什么价值。高频功放管的惰性是由其基区少数载流子的渡越时间和过压状态下基区的饱和存储时间产生的。在外部，惰性表现为集电极电流脉冲与基极电流脉冲之间存在延时，同时还存在脉冲展宽的现象，如图7-14所示。图7-15示出了一组实际测试的功放管各极电流脉冲波形。从频域看，脉冲展宽、高度降低相应降低了功放管的高频放大能力。晶体管的发射结电容会对基极高频电流产生分流作用；集电结电容对高频信号产生很强的负反馈作用。这些因素结合起来，会使功放管的高频放大能力大幅度降低。此外，功放管的封装电容、电感，功放管周边电路板的分布电容、电感也会降低功放管的高频放大能力。

图7-14集电极电流脉冲的惰性图7－15实际测试的功放管各极电流脉冲从图7－15还可看出，基极和发射极电流都出现了负脉冲，尤其是基极电流。这与静态特性分析出的结果相差很大。

总之，上述内部物理过程使高频功放管的放大能力降低，并使我们难以精确定量描述它。所以在前面的分析中，我们不依赖静态特性对高频功率放大器进行精确的定量分析。而只从中引出一些定性的概念：

(1)根据转移特性，我们知道在欠压状态下功放管的集电极电流由基极激励和偏置电压决定。当基极负偏压时，集电极电流为脉冲电流。调整偏压和激励电压振幅可调整集电极电流脉冲的导通角和峰值。

(2)根据输出特性，我们知道功放管在集电极电压较低时会饱和，由此我们引入了过压状态的概念。晶体管的这些特性并不会因为工作频率提高而消失。既然如此，我们在分析欠压状态时就可从集电极电流为余弦脉冲的概念入手。其实集电极电流是不是余弦脉冲也不重要，因为任何脉冲电流都可以如式(7.2)分解为直流、基波和各高次谐波。重要的是集电极电流应为导通角较小的脉冲电流，以保证电流脉冲具有较大的波形系数k，从而使放大器取得较高的效率。

至此，我们已可以理解本章第一节提到的观点，即高频谐振功率放大器电路的设计方案在设计完成以后，必须经过实验调整、验证。高频功率放大器对功放管的要求是能工作到所要求的频率，在该工作频率上有尽量大的放大能力，能承受较大的耗散功率。功放管的生产厂商通常给出描述功放管上述特性的参数供用户参考，这些参数主要是最高工作频率fmax、功率增益Gp、最大允许耗散功率Pd等。

功率增益Gp是在给定的测试电路中，给定的测试频率上，放大器的输出功率与输入功率之比(7.56)图7-16是某功放管的测试电路。电路中输入功率是在In处测得的功率。C1、L1、C2将功放管的输入阻抗变换为50

。输出功率为OUT处测得的功率。L2、C3、C4对测试频率调谐并将负载阻抗变换为功放管的匹配阻抗。有关阻抗变换的内容在下一节说明。图7－16功放管的测试电路功放管的最高工作频率fmax是当Gp下降到0dB时的工作频率。当功放管工作在fmax以上的频率时，无论如何调整外部电路，由它构成的放大器都没有放大能力。

最大允许耗散功率Pd是集电极耗散功率Pc的允许上限。它与放大器的效率一起决定了功放管能输出的最大功率，见式(7.23)，式中，Pc最大可达到Pd。Pd决定于功放管的内部散热条件，它是在功放管外部理想散热条件下测得的。功放管的内部散热条件用它的热阻θjc表示，单位为°C/W，其意义是功放管每瓦耗散功率造成的温度上升。Pd与θjc的关系是(7.57)式中:为TJ功放管的最高工作温度，T0为环境温度，在测试时假定为25OC。可见T0越低，

JC越小，PD越大。若外部散热器热阻较大，则中(7-57)的分母还应加上外部热阻。

高频功率晶体管除了可采用双极型晶体管之外，还可采用MOS管。MOS管的输入阻抗较高，工作频率也较高，但其饱和电压较高。双极型晶体管常采用NPN型，MOS管常

表7-1示出了MOTOROLA公司的几种双极型高频功放管的参数。用N沟道MOS管。因为它们的导电载流子都是电子，电子的迁移率比空穴高，有利于提高工作频率。

7.5高频功率放大器的电路结构

7.5.1馈电电路

1、集电极馈电电路

集电极馈电电路的功能是将电源电压无损耗地加在功放管集电极上。由于集电极电流的直流分量Ic0要从馈电电路流过，因此要求馈电电路的直流电阻要很小。由于馈电电路将电源（交流地）和集电极连在一起，因此馈电电路的交流阻抗应较大。功放管的集电极电流很大，高次谐波成分很多，好的馈电电路应使到达电源的交流电流很小，以免造成电源电压波动。这种波动可能干扰共用电源的其它功能电路，从而造成系统工作性能不稳定甚至降低。

常将馈电电路分为串联和并联馈电两种，如图7－17所示。注意图中谐振负载R只对射频基波分量呈现阻抗，对直流和高次谐波呈现零阻抗，因此它本身也可当作馈电电路来用。图7－17集电极馈电电路

(a)串联馈电；(b)并联馈电

2、基极馈电电路

基极馈电电路的功能是为基极产生要求的偏压而不损失基极的高频电流或电压。通常，基极有两种方法产生，如图7－18所示。图7－18基极馈电电路图(a)中基极偏压由Eb和Rb上的直流电压决定。实际加到基极的偏压为(7.58)

Ib0为基极电流的直流分量。显然，Ub增加会使Ib0增加，这反过来又使Ub下降。因此这是一个基极偏压的负反馈电路。负反馈的结果使Ub趋于稳定。调节Eb或Rb即可调节Ub，从而调节功放管的导通角。电路中若需要反馈较深，可加大Rb，此时Eb也应加大，可直接将Rb接到集电极电源。注意(7-58)中，由于第二部分的存在，我们仍可得到负的基极偏压。当然，Rb接地（Eb=0）也是可以的。由于基极直流电流较小，这种偏压电路消耗较小的直流功率。

图(b)中基极偏压（严格来说是发射结偏压）由发射极电流流过Re产生。由于发射极电流为正值，因此这种电路也能得到负的发射结偏压。并且，这种串联电流负反馈电路稳定的是发射极直流电流Ie，而集电极直流与之接近。因此这种电路能较好地稳定集电极直流电流IC0。由于集电极电流的基波分量IC1近似按IC0的规律变化，因此这种电路能较好地稳定IC1。但由于IE的值较大，这种电路会消耗较大的直流功率，同时降低功放管得到的电源电压，因此它在大功率或低电源电压场合不能应用。7.5.2阻抗变换电路

根据7.3节的分析我们知道，在高频功放中集电极电源一定后，要集电极输出一定的射频功率，从集电极看到的负载阻抗应为某特定值。但实际负载的阻抗值通常与上述要求的特定值不等，因此必须有一个电路将实际负载阻抗值变换为功放管集电极所需要的负载阻抗。同样在基极回路也要有阻抗变换电路将功放管的基极输入阻抗变换为与前一级放大器（激励级）输出阻抗匹配，以从激励级获得最大射频功率。

除非采用变压器的方案，阻抗变换电路通常利用谐振电路的某些特性实现阻抗变换。因此，它与谐振电路常常合二为一。谐振电路元件主要是电感、电容，它们有较为简单的特性，因此阻抗变换电路可进行较精确的定量分析。

1、集电极阻抗变换电路

很多文献将集电极阻抗变换电路称为阻抗匹配电路。但电子学中阻抗匹配有固定含义，就是将实际负载阻抗变换为与信号源输出阻抗相等的阻抗值以从信号源取得最大输出功率。从这点看，高频功率放大器的集电极阻抗变换电路并非匹配电路。因为匹配时信号源内阻要消耗信号源总输出功率的一半。这在功率放大器中是不可接受的。实际上，工作在过压状态下的高频功放接近为恒压源，其输出阻抗是很低的。

我们以一个例子来介绍阻抗变换电路，如图7-19。

图中L2、L3、C4、C5组成馈电电路。经两级滤波使高频电流被L3、L2阻止，被C5、C4吸收。从而在电源端造成的高频电压波动很小。若L3较小，则它可作为谐振回路或阻抗变换电路的一部分。为使问题简单，先不考虑这种情况，既认为L3对高频信号呈现很高的阻抗。这样，在分析高频信号通路时，L3、C5、L2、C4均可移去。这样，集电极高频负载回路为C1、L1、C2、C3、RL。这是一种很简单而又实用的阻抗变换电路。C3的功能是隔直流，它对射频信号的阻抗很低，因此可用短路线代替它。这样，从集电极看到的负载电路如图7-20所示。这个电路被成为

型阻抗变换电路。图7－19高频功率放大器的集电极回路图7－20集电极负载电路图7－20所示网络对高次谐波的滤波作用是明显的。由C1、L1、C2组成的回路谐振于射频基波频率上，因此在集电极可得到一定的基波阻抗。但对高次谐波而言，L1的阻抗很大，C1、C2的阻抗很小。因此集电极电流的高次谐波分量大部分被C1吸收，流过L1的小部分被C2吸收，在集电极只有较小的高次谐波电压，负载处的高次谐波电压更小。

阻抗变换的原理可参考谐振电路的分析。为读者能在分析过程中得到清晰的感性认识，我们在此给出各元件的一组具体参数RL=50

、C1=120pF、C2=68pF、L=20nH，电源电压为13.8V，显然这只是一个特例。下面的分析过程中我们都给出中间计算结果，记在有关变量后的括号内。设工作频率（150MHz）上电容C1、C2的电纳分别为jY1（64mS，电抗-15.6

）、jY2（113.1mS，电抗-8.84

），电感L的电抗为jX（18.85

）。则负载RL与电容C2并联的阻抗为（4.44

-j14.22

）(7.59)可见该阻抗包括电阻部分和容抗部分，电阻部分小于RL。再将该阻抗与L1串联，得到串联阻抗为（4.44

+j4.63

）(7.60)这是由L1、C2、RL组成的电路在集电极呈现的阻抗。可见若(7.61)则(7.60)中容性电抗和感性电抗抵消，阻抗呈电阻性。这说明图7-20所示网络中没有C1也可实现阻抗变换，变换得到电阻为(7.62)这种阻抗变换电路被称为

型阻抗变换电路。它可将较大的阻抗变换为较小的阻抗，变换比由Y2（即C2）调节。但这种变换电路在丙类功率放大器的集电极回路中不能应用，因为C1是高次谐波电流通路，是必需的。由于C1呈容抗，为使集电极得到电阻性阻抗，必须使Z1呈感性阻抗。记(7.63)则(7.64)由于C1与Z1并联，为使集电极得到电阻性阻抗，必须使Z1的导纳中的电纳（虚部）与Y1抵消。Z1的导纳为(7.65)Y1必须与上式中的虚部抵消，即(7.66)式中：Y1为112.58mS；电抗X1为-8.88Ω；要求电容为119.45pF。这是集电极回路的调谐条件。调谐后集电极的负载导纳为纯电导，其值为R1/(R21+X21)。因此集电极负载阻抗为纯电阻，其值为(7.67)按表7－2可计算出负载上所得到的功率为10.3W，与集电极负载消耗的功率相同，这说明阻抗变换电路将集电极输出功率全部传输到了实际负载。从中还可看出，在集电极电流、电压给定后，阻抗变换回路将调整负载上的电压、电流，以保持功率不变。

我们现在再看，给定实际负载RL和集电极所要求的负载阻抗RC如何选择变换电路的元件参数C1、C2、L。设Q1=X1/R1，Q2=RLY2，由式(7.64)和(7.59)可见，它们分别是Z1和Z2中电抗与电阻之比。则(7.68)根据(7.62)、(7.63)、(7.66)和(7.67)我们有(7.69)(7.70)(7.71)这组公式是选择C1、C2、L的根据。给定Q1、Q2后即可根据计算出Y1、Y2和X。由于Q1、Q2只受(7.70)的约束，因此其中有一个可自由选择。由(7.70)可见，若要求将大的负载阻抗变换为小的集电极负载，则要求Q1<Q2，反之要求Q1>Q2。Q1、Q2中先选择较小者再计算较大者可保证有解。

例7.1

某调频电台电源电压13.8V，负载为50

，工作频率162MHz，要求功放输出功率75W。下面设计阻抗变换电路。

解：尽限运用时，集电极输出电压振幅为13.8V，根据式（7.28），集电极要求的负载阻抗为1.2696

，选择Q1=1，根据(7.70)式有Q2=8.82。X=6.23

、L=6.12nH，Y2=176.4mS、C2=173pF，Y1=787.6mS、C1=774pF。由于电源电压低，功放管的工作电流较大，基波振幅为10.87A。当集电极电流脉冲的导通角为140O时，脉冲电流峰值为24.93A，二次谐波振幅为6.66A。按前面的步骤可计算出在二次谐波上集电极负载阻抗约为-j0.68

，据此可计算出集电极二次谐波电压振幅为4.5U。这与集电极交流电压为单一基波电压的要求相差较远，会降低集电极效率。为降低谐波电平，可将Q1取得较大，从而C1的取值也较大。但我们稍后将看到，实际上集电极阻抗变换电路也会消耗射频功率，主要是电感的损耗，Q1太大将增加变换回路的损耗。还可在不加大Q1的情况下将C1加大，由此带来的Y1增加可用图7-19中的馈电电感L3来抵消。一般大功率放大器中L3取值较小就是这个原因。同时我们看到，本电路中阻抗变换比过大，造成即使Q1选得较小，Q2仍然较大。这也会增加变换回路的损耗。由于集电极输出功率是通过电感L1传递给负载的，它在数值上等于Z1中R1消耗的功率，为提高变换回路的效率应使L1的损耗电阻相对于R1尽量小。若L1的品质因素为QL，则其损耗电阻为X/QL。因此高效率变换回路的X/(QLR1)应尽量小。根据(7.62)和(7.71)，

(7.72)可见，高效率变换回路应选择高QL的电感，同时不能设计太高的Q1或Q2（它们是相关的）。从上述分析过程我们看到，由于阻抗变换电路各元件的设计值都与负载有关。若实际工作负载偏离预定值，则按预定负载设计的变换回路变换出的集电极负载也将偏离预期值。除了阻抗数值上的偏离外，还会造成失谐。例如，在例7.1中按50

负载设计并调试好阻抗变换回路后，若负载开路（如发射结未接天线），则从功放管集电极看到的阻抗约为j1

，为感性负载。当集电极电流脉冲的导通角为140O时，功放管功耗将达到87W。这一点在工程安装时务必注意。

2、基极阻抗变换回路

功放管基极射频信号由前一级放大器（激励级）提供，因此，功放管基极是激励级的负载。通常也必须用阻抗变换电路将功放管基极输入阻抗，变换成激励级集电极要求的负载阻抗。阻抗变换的原理和分析方法与集电极阻抗变换电路相同，在此只介绍一些基极阻抗变换回路的特殊要求。

在阻抗变换的目的上，基极回路通常不考虑激励级的效率，因为激励级的功率较低，即使效率较低，激励级的耗散功率也不会太大。基极变换回路通常主要应让功放管从激励级获得较大且稳定的功率。因此，基极阻抗变换是功率上的阻抗匹配。其次，为不使激励级输出功率受其前面各级和功放管基极状态变化的影响，应让激励级工作于较深的过压状态。这样，激励级的集电极就要求较大的输入阻抗。功放管基极输入阻抗是较低的，且允许耗散功率越大的功放管，其输入阻抗越低。同时，大功率晶体管的发射结电容CBE很大，例如某功放管在f=500MHz，iC=100mA时，CBE约为1300pF。因此功放管的输入阻抗是容性阻抗。阻抗变换电路应能将它变换成电阻性阻抗。图7-21示出了一个基极阻抗匹配电路。考虑到功放管的发射结电容CBE，我们可看出，这也是一个

型变换电路。注意到CBE不能选择和调整，这个电路能变换出的阻抗值会受到限制。因此有时在该电路前面在加一级变换电路。图7－21基极阻抗匹配电路此外，某些低成本系统采用晶体管倍频器来获得所需要的发射信号频率。例如，某系统发射信号频率为49MHz，该频率由16.333MHz三倍频而来。16.333MHz振荡器输出接激励级。这样，在激励级的集电极电流中就包含16.333MHz各次谐波成分。在49MHz附近的谐波频率为32.667MHz和65.333MHz。我们知道，按效率准则设计的功放Q值相当低，很难滤除这些谐波。这时我们就要求基极回路有很好的选择性，确保加到功放管基极的信号为很纯的发射频率的信号。7.5.3高频功放部分印刷电路板的设计

高频功放中各元件工作电流大，调谐电感上的电压很高，它们很容易对同机箱内的其它单元电路造成干扰。此外，由于工作频率高，电路板的分布参数不能忽略。因此，印刷电路板（PCB）的设计成了高频功率放大器设计的重要组成部分。PCB的设计需要一定的经验，但高频功放部分PCB的设计仍涉及到许多与电路原理有关的概念。本小节将阐述这些概念。

从本质上讲，设计得好的PCB主要应从以下两个方面尽量体现原理图的设计思想。把握电路原理图的设计思想对那些专设计PCB而不设计电路的人来说是非常重要的。

1、避免独立单元电路之间的相互耦合

首先，设计好的原理电路中，总是假定各单元电路、各元件之间没有未知的、不受控制的相互耦合。例如，在发射机中，我们毫无疑问地认为，信号流程是从基带电路到调制电路再到功放电路。基带电路和调制电路决不会接收放大后的射频信号，但实际电路中这并不是绝对可做到的，也就是说经功放放大的射频信号可能通过某些途径耦合到这些电路。这样就可能带来不可预料的结果，譬如干扰或阻塞这些电路。不同单元电路之间的相互耦合主要有两种途径，其一是辐射引起的电磁耦合。如果其它信号单元的一根信号线延伸到了功放的高电压部分（如图7－19中的负载位置），而该信号线上的阻抗较高，则它一定会拾取功放的射频电压。如果这根信号线与功放部分的某根大电流线平行延伸一段较长的长度，而这根信号线的阻抗较低，则它也会感应较大的射频电流。这些情况都是应尽量避免的。如果因为结构原因必须布这样的长线，应考虑让那些有滤波措施的信号走长线。功放输出电路中所用到的调谐电感，通常都是空心线圈或直线电感，它们就像一个个小环形天线，一些较高的元件（引线较长）就会拾取这些电感辐射的信号。降低这种电磁耦合的方法是，根据单元电路工作频率范围合理安排单元布局。单元电路内的全部元件相邻布局，密度要大，这样可让单元电路组成较封闭的结构，降低其辐射和接收能力。采用表面安装技术（SMT）可大大降低元件高度，有效防止电磁耦合。另一种途径是通过电源、地线的传导。这一点我们结合分布参数说明。2、减小分布参数的影响

分布参数是PCB上的具有一定长度、宽度与形状的信号线所固有的电阻、电容与电感。这在原理图上完全没有体现，也无法预先假设，这里我们只考虑分布电感、电阻。原理图上的信号线是一根理想的短路线，线上任意两点之间没有电压。但实际信号线上有电阻、电感，一段线的两端就有阻抗。于是，只要有电流通过，信号线上相距一定距离的两点之间就会有电压。信号线的电阻、电感与信号线的长度成正比，与信号线的宽度成反比。显然，信号线越长、宽度越窄、电流越大，则其两端的电压越大。此外，信号线的电阻与成正比。例如，在例7.1中，电容C1、L1、C2上的电流都很大，C2上的电流超过15A，若连接C2的信号线较长较窄，产生1nH电感，0.05Ω电阻，则其容抗将被感抗抵消1Ω，电阻功耗达到5W。显然，这是不可接受的。又如图7－19馈电电路中的滤波电容C4、C5，其在原理图中的意图是滤除162MHz的射频信号，若其引线电感达到1nH，则这两个电容的作用完全不能达到，因为这两个电容的容抗通常都设计得远小于1Ω。地线和电源线上的分布电感、电阻会造成地线上不同位置之间有电压，由于地线上的电流很复杂，因此地线上的分布电压也很复杂。这会造成在PCB上安装的实际电路与原理电路的参数甚至结构发生很大差异，或对系统中低电平电路造成很大干扰。因为，在原理电路中我们假定整个系统内地线上各点电位相同，只有这样才能为系统电路提供一个统一的参考0电位。显然，高频功率放大器中的地线不能完全做到这一点，这就要求PCB设计工程师精心调整单元电路、元件的布局以减小地线条件不理想造成的影响。图7－19中，基极回路、负载回路和馈电回路共用地线。此时，这些电路的接地元件的接地点应尽量靠近功放管的发射极，否则地线的参考电位功能就达不到。例如，若发射极地线长，则相当于功放管发射极串联了一个电感，这对射频信号而言是很强的电流负反馈，大大降低了功放管的放大能力。当然，由于上述单元的接地元件体积通常较大，不能全部放到一起，这时可如图7－22所示安排地线。按图中的安排，基极、激励级回路地线与负载回路地线没有公共电流，不会造成反馈或干扰。发射极、电源、滤波电容C4、C5接地区面积较大，电流路径较短，也不会产生很大的地线电压。图7－22功率放大器地线安排总之，高频电路的布线主要应注意两点：①地线、电源线、大电流线与高频信号线尽量短粗；②同一单元电路内的元件应放到同一区间（尤其是电源滤波电容），密度要高。这样可减小辐射与接收，同时在单元内部缩短地线，取得较理想的参考0电位点。

有时，即使我们精心调整电路布局与布线，仍然不能消除分布参数造成的干扰。这时，应调整电路方案，例如将一些敏感信号采用平衡传输。7.5.4高频功率放大器实例

图7-23示出了一个单晶体管、80W、50

、甚高频（UHF）功率放大器。该电路的带宽是143～156MHz，增益为9.4dB。图中各元件参数为C1,C11=550pF,C2,C9

=10pF,C3

=60pF,C4,C5,C6,C7=250pF,C8=80pF,C10

=80pF,C12

=0.1UF,C13=1UF,C14=680pF,RFC1