电力半导体器件（上册）

目录

第一章电力半导体器件的发展概况5

1.1电力半导体器件与电力电子技术5

1.2电力半导体器件的分类与发展6

1.2.1双极型电力半导体器件6

1.2.2MOS结构电力半导体器件9

1.2.3电力整流管11

1.2.4功率集成电路(PIC)13

1.3新型半导体材料在电力半导体器件中的应用13

第二章电力整流管14

2.1电力整流二极管的基本结构和类型15

2.1.1功率二极管的基本结构15

2.1.2功率整流管的基本类型15

2.2PN结二极管16

2.2.1整流方程16

2.3PIN二极管17

2.3.1PIN二极管的一般理论17

2.3.2PIN二极管的正向特性19

2.3.3降低二极管正向压降的途径24

2.3.4PIN二极管的反向恢复26

2.4二极管的反向耐压特性与耐压设计28

2.4.1单边突变结(P+-N)结的雪崩击穿电压28

2.4.2PNN'二极管的击穿电压29

2.4.3二极管耐压的设计30

2.5表面造型与保护32

2.5.1表面电场与表面击穿32

2.5.2结的的边缘造型技术33

2.5.3整流管的表面造型37

2.5.4P-N结的表面钝化与保护37

2.6快速整流管40

2.6.1反向恢复时间40

2.6.2快速整流管高频应用的原理40

2.6.3快速整流管的电参数41

2.7肖特基整流管41

2.7.1肖特基势垒的伏安特性41

2.7.2肖特基整流管的结构与其电参数的特色42

2.8MPS二极管43

2.8.IMPS二极管的结构44

2.8.2MPS二极管的静态特性44

2.8.3瞬态特性46

笫二章巨型晶体管(GTRM8

3.1达林顿晶体管48

3.1.1简单级连达林顿晶体管48

3.1.2实用功率达林顿晶体管49

3.1.3功率达林城晶体管中得电阻50

3.1.4R限值与A、4的关系52

3.1.5比、Rz电阻阻值对器件开关特性得影响53

3.2功率达林顿器件的版图设计方法54

3.3功率达林顿器件的纵向结构与参数设计55

3.3.1高阻层厚度与电阻率的确定56

3.3.2结深的控制原则56

3.3.3基区表面浓度与次表面浓度对器件性能的影响57

3.4功率达林顿晶体管的特性曲线58

3.4.1BV-特性曲线58

3.4.2BVCEO曲线58

3.4.3输出特性由线59

3.5GTR模块与其特点59

3.6GTR芯片的设计61

3.6.1发射区图形的设计61

3.6.2GTR芯片部各管面积的分配62

3.6.3GTR芯片部电阻Rj%的设计63

3.6.4芯片设计中电阻对GTR性能影响的定量分析64

3.7GTR结构的设计64

3.7.1GTR的部结构65

3.7.2GTR的外部结构67

3.7.3GTR的电路结构68

第四章晶闸管静态特性70

4.1概述70

4.1.1基本结构和基本特性70

4.1.2基本工作原理72

4.2晶闸管的耐压能力73

4.2.1PNPN结构的反向转折电压73

4.2.2PNPN结构的正向转折电压75

4.2.3晶闸管的高温特性76

4.3晶闸管最佳阻断参数的确定79

4.3.1最佳正、反向阻断参数的确定79

4.3.2X因子设计法82

4.3.3P2区相关参数的估算84

4.4晶闸管的门极特性与门极参数的计算89

4.4.1晶闸管的触发方式89

4.4.2门极参数93

4.4.3门极触发电流、触发电压的计算93

4.3.3中心放大门极触发电流、电压的计算96

4.5晶闸管的通态特性99

4.5.1通态特征分析99

4.5.2计算晶闸管正向压降的模型100

4.5.3正向压降的计算103

第五章晶闸管动态特性109

5.1晶闸管的开通过程与特性109

5.1.1晶闸管开通时的电流电压变化109

5.1.2开通过程111

5.1.3开通时间112

5.1.4等离子区的扩展115

5.1.5开通过程中的功率损耗118

5.2通态电流临界上升率119

5.2.1开通过程中的电流上升率（d〃d£）119

5.2.2提高d//df耐量的措施120

5.3断态电压临界上升率123

5.3.1d”也引起的开通123

5.3.2提高dp/（U耐量的途径124

5.4关断特性126

5.4.1关断方法126

5.4.2关断的物理过程127

5.4.3关断时间与元件参数之间的关系130

5.4.4减小关断时间的措施131

第六章耗散功率与散热133

6.1耗散功率133

6.1.1通态耗散功率133

6.1.2开通耗散功率134

6.1.3关断耗散功率134

6.1.4阻断耗散功率134

6.1.5门极耗散功率135

6.2散热135

6.2.1自然冷却散热136

6.2.2风冷散热136

6.2.3水冷散热137

6.2.4油冷散热137

6.2.5沸腾冷却散热138

第七章晶闸管的设计139

7.1晶闸管设计的将点与原则139

7.1.1晶闸管设计的特点139

7.1.2设计方法与步骤139

7.1.3晶闸管的设计原则139

7.2晶闸管设计方法140

7.2.1设计思想140

7.2.2晶闸管设计的主要因素140

7.2.3纵向结构的设计141

7.2.4横向结构（门极一阴极图形）设计144

7.3晶闸管设计举例148

7.3.1设计技术指标148

7.3.2设计思懑149

7.3.3设计计算149

7.3.4验算152

第一章电力半导体器件的发展概况

1956年可控硅整流器（英文缩写SCR,泛称晶闸管）的发明并于次年由GE公司推出商品，

是半导体应用由弱电跨入强电的里程碑。其后平面工艺和外延技术的发明，又使半导体器件

向两大分支发展：一支以晶体管或其它半导体器件组成愈来愈小的集成电路，为适应微型化

发展，形成了以半导体集成电路为主体的新兴学科一微电子学：另一分支则是以晶闸管为主

体的功率（电力）半导体分立器件，向愈来愈大的功率方向发展，为解决电力电子与控制技术

形成了以静态功率变换和电子控制为主要容的新兴边缘学科一一电力电子学。

1.1电力半导体器件与电力电子技术

1973年，Newell在第四届硅电力电子学专家会议（PESO上提出，电力电子学是介于

电器工程三大领域：电力、电子与控制之间的边缘学科，并用图1—1的所谓“倒三角”定

义来说明。这一定义已被国际上所公认。根据“倒三角”定义，电力电子学就是已晶闸管为

主体的功率（电力）半导体器件为核心部件，跨于电力、电子和控制三大领域的一门边缘学

科。

图电力电子学“倒三角”定义

作为边缘学科的电力电子学，它所包含的容与其广泛，既有半导体器件问题，也有电路、

控制、装置即器件的应用问题。尽管它们都有各自的理论装置、系统和发展方向，但它们之

间又是相互关联的。电力半导体器件的发展，特别是新型器件的出现和采用，都会以自己的

特长占有不同的应用领域，使应用面不断拓宽和扩大；反过来，电力电子技术的发展对器件

提出更高的要求，又会促进器件的性能的提高和新器件的发展。因为用什么器件的串、并联

技术，用什么样的电路来实现装置设备，反映了器件与线路之间的关系。新的器件能促进电

路达到新的水平，而新的电路则可祢补器件性能之不足。为了使电路达到更完善的水平，还

必须提高控制水平；这就要求采用新的控制方式和使用新的工具。但是，器件、电路与系统

控制的最终目的是要完成一个实用的电力电子装置。由比可见，电力电子学把器件、装置、

控制系统紧密地联系在一起，它们相辅相成，形成一个具有在系统性的有机体。

作为一门应用科学，它广泛应用于科学研究，国民经济中的电力、交通、通讯、冶金、

机械、化工、仪器仪表与国防工业等部门，并逐步推广到家用电器等应用领域。特别是电力

电子技术作为节能最富有成效的技术之一，已成为发展快、生命力强的技术之一。

电力电子技术作为国民经济各项高技术发展的基础凌术，为大幅度节能，机电一体化,

提高生产效能提供主要支撑技术，而电力电子技术的核心和基础则是电力半导体器件。

1.2电力半导体器件的分类与发展

电力电子技术发展的快慢，在很大程度上取决于电刀电子器件的发展水平。器件容量的

扩大和结构原理的更新，特别是新型器件的出现都是各种应用技术发展的要求和半导体器件

理论、半导体材抖、半导体工艺发展的结果。近几十年来，新技术、新工艺方面就出现了中

子姬变掺杂，电子辐照、V辐照的寿命控制技术；器件的CAD技术；PN结表面造型与终端

技术；器件的高可靠技术等；以与由微电子技术引入的精细加工技术，等等。电力半导体器

件的基本理论，从电流模式发展到电荷控制模式；出现了短路阴极理论；表面理论；GTO晶

闸管从一维关断理论发展为二维关断模式，引入了阳极短路，隐埋门极等新结构；GTR的达

林顿结构形式引伸到各种复合器件，并成为MOS一双极型复合器件的基本结构形式；特别是

微电子技求与电力器件制造技术相结合所产生的集成功率器件，使得以往不被人们重视的电

力半导体一跃而成为高科技发展之列。此外，器件的封装已由压焊发展到压接式和全压接结

构。总之，电力半导体已在材料、器件基本理论、设计原理、制造技术等诸方面形成了自己

的体系和发展方向，成为半导体的一大独立分支。

下面简要介绍各类器件的发展概况。

1.2.1双极型电力半导体器件

50年代第一个晶闸管和双极晶体管成为商品，标志着固态电力电子技术的开始。此后，

双极型半控器件(如：晶闸管、光控晶闸管、逆导晶闸管等)和全控型器件(门极可关断晶闸

管、电力晶体管、静电感应晶闸管等)相继出现，品类繁多，且其电压、电流等额定值得到

稳定提高。特别是70年代NTD硅单晶的试制成功，双扩散工艺的成熟以与双正角造型技术

的使用，使器件的电压、电流、频率等额定值达到很高水平。图IT(a)和(b)分别示出了

普通晶闸管、光控晶闸管、快速晶闸管的目前水平与其发展趋势。图1-2(a)和(b)分别示

出了GTO,SITH的目前水平与其发展趋势。虽然这些器件已在电力电子技术领域得到广泛

的应用，但由于SCR,LTT等半控器件存在着不能用门极控制其关断，因而需要繁锁、复杂

的辅助关断电路；又由于GTO,GTR等全控器件存在着需要较大的控制电流，因而需要由分

立器件组成的庞大门极控制电路等原因，使这些器件的发展和使用受到很大的影响。

12kV1000A

•

跟

空

K长

(b

图1-1普通晶闸管、光控晶闸管与快速晶闸

管的额定值(a)与其发展趋势(b)

V2-5kA

(b)

图1-2可关断晶闸管、密电感应晶网管的额定

值(a)与其发展趋势⑹

目前相控晶闸管已广泛用于直流电机调速，交流风机和水泵的变压调速以与调光、调温

等领域。虽然相控方法在交流电网产生谐波和较差的功率因数，而且其使用正在逐步减少，

但这是一种电网电压控制和变换的经济而简便的方法，特别是相控的固有特点是电网电流过

零时关断晶闸管，因此不会产生大的关断损耗，它将被很好地使用到下一个世纪。

快速晶闸管具有短的关断时间(一般在10-50us),这种器件常用于直流变交流的逆变

电路，并用外部电路使其强迫关断。随着GTO,GTR和IGBT的出现，使快速晶闸管在很大一

部分逆变电路失去了应用，目前它主要用于感应加热。高Q因子的感应加热线圈需要一个补

偿电容器来消除电源与负载之间的环流无功功率，因此感应加热逆变器需要做成高Q的谐振

负载，这就需要简单自然换向的快速晶闸管，而高压领域GT0还将占有一席之地。

静电感应晶闸管(SITH)与GT0相似是一种“擎住”开关，与GT0不同之处它是一种

非对称阻断的常通型器件，实质上是一个场控二极管，可在门极上加负偏压来阻断SITHo

在硬开关应用中，只需将门极电压从负变为正即可使SITH开通。开通时所需驱动电流相对

较低，但关断时所需驱动电流很大，其关断电流增益只有r3,通态电压降亦比GT0大。由

于SITH在开通和关断时是在整个硅片面积均匀进行，因此它的d〃也承受能力很高，而再

加上dvdf能力至少要比GT0器件高一个数量极，这此特性大丈降低或消除了因d〃d£

和dKlt所需的吸收电路。SITH的关断拖尾时间与GT0相当，但它的频率要比GT0高得

多。目前SITH器件已用于高频感应加热装置。制造SITH的难点在于其制造工艺方法很难控

制，工艺方法的微小变化就可使最终产品的性能发生重大变化，目前正在开发常闭型SITH。

GTR是非擎住器件或“线性”器件，是一种电流控制的双极双结电力半导体器件。由于

它的电流增益差，因此七十年代出现了绝缘型GTR达林顿模块，以满足大功率逆变器的应用。

图1-3示出GTR的额定值和发展趋势。一般达林顿GTR噗块的饱和电压降为1.5〜3V,

图1-3电力晶体管的额定值(a)与其发展趋势(b)

存储时间和电流下降时间的典型值分别为15PSO和3US。GTR模块已广泛用于电机控制的

PWM逆变器、不间断电源以与开关电源。由于GTR存在着固有的二次击穿，且其安全工作区

受各项参数影响而变化和热容量小、过流能力低等问题，目前在开关电源已逐步被

MOSFET以与在电机调速和UPS正逐步被IGBT所替代。无疑GTR在今后几年将继续

存在于现有的设计电路，但最新设计的电路将采用IGBT。

1.2.2MOS结构电力半导体器件

由于GTR,GTO和SIIH等双极型全控器件必须要有较大的控制电流，因而门极控制

电路非常庞大，使系统的体积和重量增大并使效率降低，从而促进了新一代具有高输入阻抗

的MOS结构电力半导体器件的开发。而这些现代电力半导体器件的制造工艺是借助于原先

CMOS集成电路的MOS工艺，并充分结合电力电子技术而制成的。下面将分别简要介绍功

率MOSFET,IGBT和MCT。图1-4(a)示出了功率VOSFET的目前水平，图1-4(b)示出了MOSFET.

IGBT和MCT的发展趋势与相应的简略结构图。

图1-4功率MOSFET,IGBT的倾定值(a)和功率

MOSFET,IGBT.VCT的发展趋势(b)

(a)(b)(c)

图1-5功率MOSFET,IGBT和MCT的简略结构示意图

(a)功率MOSFET(b)IGBT(c)MCT

功率MOSFET是一种电压型高频多数载流子器件，与GTR不同的是功率MOSFET的

栅极是电绝缘的，是电压驱动器件，基本上不要求稳定的驱动电流，驱动电路只需要在器件

开通时提供容性充电电流，而关断时提供放电电流即可，因此驱动很简单。

为了获得高输入阻抗的高电压器件，1980年研制出IGBT器件，它是功率MOSFET工

艺技术基础上的产物。比较图1-5功率MOSFET与IGBT的结构图可以看出，二者除IGBTP'

替代MOSFETN'外，几乎完全一样，这使IGBT器件的制造在功率MOSFET器件制造的基础上

能很快商业化，但是它们的工作原理完全不同。因IGBT的集电极和发射极之间有一个寄生

晶闸管，该晶闸管的擎住可使IGBT失去控制并损坏，这是学者们长期研究给以解决的问题。

IGBT兼有MOSFET高输入也抗、高速特性和GTR大电流密度特性的混合器件。

与功率MOSFET一样，它的栅极是绝缘的，驱动功率很小。IGBT在600~1800V围的通态电

压降与GTR相似，约为1.5〜3V,这要比类似额定电压的功率MOSFET的通态电压降小得多。

IGBT的开关速度要比功率MOSFET的速度低，但要比GTR快，IGBT的关断存储时间和电流下

降时间分别为0.2~0.4us和0.2〜1.5us。IGBT较高的工作频率，宽而稳定的开关安全

工作区，较高的效率以与筒单的驱动电路，使IGBT在6Q0V以上的开关电源、交流电机控制

用的PWM逆变器和UPS成功地逐步替代GTR,而且这种趋势还将继续下

去。IGBT具有正、反向阻断能力，正向电压是由P基区/1＜漂移区结的反偏承受，而反向电

压是由P.基片/n漂移区结的反偏承受，但是商用IGBT器件由于W漂移区和，基片之间存在

小缓冲层，所以只有正向阻断能力。这种穿通结构使器件在直流电路应用中具有良好的

导通电压降和安全工作区特性。将来IGBT需要用于交流电路时，就需研究对称阻断结构的

IGBT器件。目前已研制出带电流检测端的IGBT和智能IGBT模块，这种智能1GBT模块具有

集成的驱动电路和保护电路，几百安、1200V的半桥和三相桥智能IGBT模块已有商品。提

高IGBT的电压额定值，研究具有较高频率和较低损耗的IGBT以与开展具有集成保护功能的

智能IGBT是今后的发展方向。为了提高IGBT器件的电压，目前已用槽沟(Trench)技

术替代平面(Planar)技术，已研制出4500V,通态电压降2.6V,电流密度达到100A/cm的

1GBT器件，并用双栅极结构来解决器件的通态电压降与开关频率之间的矛盾。

MOS控制晶闸管(MCT)是一种在它的单胞集成了MOSFET的晶闸管，利用MOS门来控制晶

闸管的开通和关断。它是一种擎住器件，具有晶闸管的低通态压降，但其工作电流密度远高

于IGBT和GTRoMCT的单胞结构保证了集成的MOSFET处于完全控制MCT芯片的全面积导通

和关断，因此MCT的导通di/dt和阻断dv/dt能力非常高，可分别达到2000A/US和

20000V/us,而其工作结温可达150~20(TC。与任何MOS门控器件一样，MCT驱动电路功率

要求也很小。与其它晶闸管一样，MCT在理论上可以制成千伏的阻断电压和几千赫的开关

频率，且其关断增益极高，目前巳研制出3000V的高压NCT,并有很低的通态电压。由于晶

闸管的再生作用，使之用MOS橱来关断晶闸管电流就非常困难，现在已有几种办法来解决此

问题,其中较为先进的是MCT(MOSControlledThyristor),BRT(BaseResistance

ControlledThyristor)EST(EmitterSwitchedThyristor)结构。MCT和BRT结构都具

有良好的通态电压降，在关断时间为().3us时，约为1.IV左右。但是它们共同缺点是不

呈现正偏安全工作区，当用于传动装置时就需要吸收电路来保护器件。而且MCT结构需采用

3次扩散形成结的办法才能制成器件，从而使制造工艺更复杂。EST结构是利用晶闸管电流

强迫流过MOSFET沟道以达到M0S栅的控制目的，这不仅提供M0S栅控制关断能力，而且允

许电流在晶闸管的基本结构饱和。它的正偏安全工作区与IGBT器件的差不多，但它的通态

电压降要比MCT和BRT结构的高，在关断时间为().3us时，约为1.5VO由于EST结构具

有良好的正偏安全工作区特性，所以它将是制造MOS晶闸管的较好结构。目前75A,IkV的

MCT已应用于串联谐振变流器。现有10多家外国公司竞相开展MCT,BRT和EST结构的研究，

以改进其器件的电气性能。专家们预测，一旦MCT的性能和价格达到商用程度，就有可能替

代高压GT0,并与IGBT在中功率领域形成有限的竞争，而MCT最终有可能取胜。

L2.3电力整流管

随着高性能、高频开关器件和IGBT、MCT的发展，开发高性能、高频电力整流管已成

为一个非常重要和迫切的任务。

众所周知，电力整流管是电力半导体器件中结构最简单、用途最广泛的一种器件。图

1-6(a)和(b)分别为目前常用的几种电力整流管的水平与其发展趋势，

图Lb普通、快恢复和肖将基整流管的额定值(a)与其发展趋势(b)

它们相互比较各有其特点：普通整流管具有较小的楼电流，较高的通态电压降(1.0-1.8)

和几十微秒的反向恢复时间；肖特基整流管具有较低的通态压降(0.3〜0.6),较大的的楼

电流，反向恢复时间几乎为零；而PIN快恢复整流管具有较快的反向恢复时间(几百ns〜

2us),但其通态压降很高(1.6〜4.0)。为了满足快速产关器件应用配套需要,人们利用大

规模集成电路工艺和精细的镶嵌结构，机肖特基整流管和PIN整流管的优点于一体，已研制

出UPS(MergedPIN/Schottkydiode)结构的电力整流管，如图1.7所示。它不仅具有较高

的反

图1-7左为PI\整流管，右为MPS整流管的结构示意图

向阻断电压，而且其通态玉降很低，反向恢复时间很短，反向恢复峰值电流很小，而且具有

软的反向恢复特性。MPS结构的电力整流管的通态压降约为IV,反向恢复时间是PIN整流管

的1/2,反向恢复峰值电流是PIN整流管的l/3o若以MPS整流管代替PIN整流管与IGBT

配合使用，可使系统的总功耗降低1/2,大大改善了系统的性能。

L2.4功率集成电路（PIC）

功率集成电路是近几年发展很快的一种“器件”，它是微电子技术和电力电子技术相结

合的产物，其功能是使功率与信息合一，成为机、电的重要接口。由于装置采用PIC,可使

装置电源部分的体积缩小、重量减轻、寄生的L和C减小、性能改进、可靠性提高、从而使

装置的成本降低。目前，对PIC还没有一个严格和确切的定义，一般其电压大于几十优，或

电流大于几百毫安或功率大于IW就称为PIC。PIC分为两类：高压集成电路（HVIC）和智能

集成电路（SPIC）,前者用横向高压器件（承受高压的两个电机都从芯片的同一表面引出）

与起控制作用的传统逻辑电路或模拟电路继承，后者是纵向功率器件（管芯背面作主电极，

通常是集电极或漏极）与逻辑或模拟控制电路、传感器以与保护电路等单片继承。图1-8

示出了PIC的电流、电压围与其应用领域。随着制造PIC工艺的成熟，

图1-8PIC电压、电流围与应月领域

同一芯片上制造不同元件精度的提高，PIC将获得重大发展，成为未来的重要电力半导体器

件。

1.3新型半导体材料在电力半导体器件中的应用

随着高频电力电子技术的发展，要求电力半导体器件具有高的开关速度、低的通态损耗、

高的输入阻抗、高的工作温度、优良的热稳定性以与良好的防辐射能力。利用传统的硅单晶

材料已不能很好地满足上述要求，因此具有较大禁带宽度、较高载流子迁移率和良好电热传

导性的碳化硅、珅化钱和金刚石薄片得到很好的开发。由于SiC的制造工艺要比金刚石成熟，

它的性能又比GaAs高一个数量级，因此制造SiC电力半导体器件最有前途，也较现实。目

前已研制出625mm的SiC基片，实现了SiC衬底低缺陷的外延工艺，而且氧化、参杂、半

导体金属接触腐蚀等工艺方法逐步成熟。已制造出600VSiCFET器件，600VSiC肖特基势

垒二极管，前者的正向压降为0.IV,电流密度为lOOA/cmz,关断时间001us,后者的正向

压降为IV,电流密度lOOA/cnr2,反向恢复时间0.01US,反向恢复峰值电流几乎为0。它们

的功耗随频率的增加而增加，50kHz变化很小。目前各国都加强了对这种新型半导体材料制

作的研究，由于这些新型半导体材料在制作上还存在着相当难度，因此预计近期还不可能普

遍用于电力半导体器件的制造中。但是这种趋势必须引起电力电子工程师们的充分注意和重

视，积极开展这方面的开发和研究工作。

综合上述各种电力半导体器件的特性、优缺点与其发展趋势，可以认为1GBT、MCT以与

MPS结构的电力整流管是今后最有发展前景的器件。进一步提高IGBT和MCT的额定电压、

电流和工作频率，改善MPS的软反向恢复特性以与降低IGBT的通态压降，研制智能IGBT

模块，开发低电压(2~3V)电源用的并具有低通态压降和低压电力整流管将是今后研制工作

重点之一。

功率MOSFET在高频、的电压、小功率领域近期尚无竞争对手，它继续是一种具有生命

力的器件，特别是各种智能功率MOSFET的开发成功，更使它的用量增大。随着高频电力电

子技术的发展，用碳化硅制成的电力电子开关器件和电力整流管，在降低功耗、提高工作频

率中将发挥巨大的作用，因此更进一步开发各种碳化硅电力电子开关器件亦是今后研究工作

的重点。

GTO器件在采用了各种新工艺、新技术和新的结构后，可制成只需的吸收电路的高压GTO,

以满足1500V以上直流电压和线电压的要求，因此GTO器件在大功率、超高压领域，特别在

牵引领域耨继续发挥的作用。GTR器件器件的前景较为暗淡，低压(600V)以下的应用将逐

步被功率MOSFET替代，而600V以上的应用将逐步由IGBT代替。大功率晶闸管用量今后将

逐年减少，但超高压(8000V)、大电流(3000A)的晶闸管将继续在HVDC和静止无功补偿装置

上使用。

第二章电力整流管

大多数二极管就是只饱含一个P—N结的两端器件，称为p—N结二报管。P—N结可以

完成不同的功能。本章分析P-N结作为整流器的特性。所调整流器，是指一种大面积的功

率器件，常称为功率整流器或功率二极管。典型的功率整流管为PIN结构。本章将分析功率

整流二极管的正向特性、反向特性、开关特性，并介绍P—N结终端技术与表面保护。

2.1电力整流二极管的基本结构和类型

2.1.1功率二极管的基本结构

实际的二极管，一般就是一个P-N结加上电极引线和外壳封装而成的，称为P-N结二

极管。根据P—N结的不同掺杂情况和几何结构而具有不同特性，可以制成不同用途的二极

管。例如利用P-N结整流特性制成的整流二极管；利用击穿特性别成的稳压二极管；利用

隧道效应制成的隧道二极管；利用P—N结电容效应制成的变容二极管和将P—N结作为光源

的电致发光二极管，等等。所有这些，其核心都是P—N结。对于以P—N结为核心的整流二

极管，通常定义通过电流大于1A的二极管为功率二极管或功率整梳管。根据器件容量的不

同，功率整流管的管芯结构有如下几种：

(l)P'—N结构(图2-la)

(2)P+—N—k结构，中间区域为低掺杂,两边为高掺杂的，和N+区，如图2-1(b)所示。

(3)P+—P—N—N*结构，如图2T(c)所示。

P+NP+NN+P'PNN+

(a)(b)(c)

图2-1功率二极管的管芯结构示意图

以上三种结构中，P'-N结构只是理论上的一种结构，不适于制作功率整流管。后两种

是制作功率整流管的两种基本结构。

2.1.2功率整流管的基本类型

报据器件制造和应用的不同特点，功率整流管可以分为五大类

1.硅整流管

硅功率整流管一般在普通整流管。当电流大于1A肘，称为功率二极管或功率整流管。

器件的电流容量可在I〜]000A以上，电压从几十伏到数千伏，工作结温可达14(TC。这种

器件只适合于频率较低(400Hz以下)的电网换相变流器中使用。目前器件最高水平可达

2.快速二极管

快速二极管是一种反向恢复时间短，恢复电荷量较少，可以在400Hz以上频率下工作

的整流管。通常也称为快恢复二极管。在快速型二极管中，除普通的(P-N结)快恢复二极

管外，还包括功率肖特基势垒二极管。这种二极管的整流作用是由金属与硅间形成的接触势

垒来实现的。它是一种多子器件，正向压降小，工作频率高，工作温度可高达150〜170C,

而且热稳定性好，但反向电压较低。

3.高温整流管

这种器件的特点是工作结温可高达175C以上，电流也可达到几十安培，电压在几百围。

4.高压整流堆

这是一种能显示整流特性，二反向能承受数万伏以上的半导体整流堆。它是将整流元

件串接封奘在一起而成的，因采用硅二极管串接，常称为高压硅堆.

5.雪崩二极管

这是一种具有雪崩击穿特性，并能在规定时间承受一定反向浪涌功率二极管。这种器件

的稳压特性可以限制过电压幅值，流过浪涌电流一消耗过电压的能量，故可作抑制过电压元

件。器件的电流在500〜1000人电压在1000〜2000V围。

根据器件容量的不同，功率二极管的管芯结构主要采用P'—N—N'结构和P'—P—N—N*

结构。对于P'-N-N'结构，中间层为轻掺杂区（常称为基区），当掺杂浓度很低时，可近似

看作本征半导体，，一N—N.结构便可近似为P—I—N结构。此种结构能承受高的反问电压，

且具有良好的正向特性。高压功率二极管一般都采用此种结构。

对于p—P—N—N*结构，不仅能提高注入，增强电导调制效应，使器件具有较理想的

正向特性；同时在反向又能耐高电压，所以这是一种较理想的大电流向电压整流管结构。

利用P—N结的整流特性，可以把反复变换方向的交流电变成单方向流动的电流，所以

在许多电子仪器设备和电力电子装置中都大量使用各种类型的功率二极管。在实际工作中，

通常利用示波器来直接显示二极管的伏女特性。一个性能优良的功率二极管，应该是正向电

流尽量大，特性曲线尽量靠近纵坐标，使正向压降为最小；反向特性应是漏电流要小，反向

击穿电压向，而且特性曲线直，具有所谓的硬特性。后面将困绕这些要求进行讨论。

2.2PN结二极管

尽管功率二极管的结构有所不同，但整流特性仍然主要由P-N结特性所确定。为此，本

节扼要阐述P-N结的整流特性，作为分析P-N结器件的基础。

2.2.1整流方程

i.小注入下的整流方程

对于P'N突变结，当N区处于小注入状态时，按照连续原理，可得P-N结的电流一电

压方程为

LNnLN

当外加电压为正向电压阵时，且监>>kT/q时，（2-1）式可以写为

当外加电压为反向电压，时，且时，（2T）式变为

（2-1）式为P-N结的反向电流，又称为反向扩散电流，流过P-N结的反向电流不仅有反

向扩散电流，还存在P-N结产生电流，产生电流可以表示为

因此P-N结的反向电流为

JR=jDR+(2-5)

2.大注入下的伏安特性

对于P-N结，当正向电压增高，注入增大后，注入到N区的非平衡载流子等于甚至大

于该区的平衡载流子浓度，达到大注入水平。对于功率二极管（包括其它电力器件）在稳定

工作条件子下，其电流密度可以达到3（ri00A/cm\甚至更高。在这样高的正向电流密度下,

对反向耐压较高的器件（N区的掺杂浓度较低）来说，完全处于大注入状态下工作。

大注入下，截流子之间的散射变得显著，并导致迁移率下降。迁移率和扩散系数随载

流子浓度增加而下降，使得在大注入时功率二极管、晶闸管的正向压降增大。大注入条件下

的自建电场，将使P-N结的伏安特性发生变化，其表达式为

q2Dp为

(2-6)

大注入不但使扩散系数加倍，而且使电流随电压的上升变慢，由小注入的e2"/T关系变为

"%"关系"

2.3PIN二极管

PIN二极管是由P型和N型材料之间夹一本征层而杓成的结型二极管。在低频时，它具

有与P—N结相似的伏安特性，不仅能承受很高的反向电压，而且具有小的正向电压降。理

想的PIN二极管I层材料应是本征型的，但是很难做到。实际的I层可近似认为低掺杂的高

阻层。因此，功率二极管都做成重掺杂的P'、N，层之间夹一层较厚的低掺杂的P型或N型层

而构成：P'-N-M或P-P-N'结构.这种结构在分析晶闸管正向压降的模型，所以本节着重分

析PIN二极管的正向压降。

2.3.1PIN二极管的一般理论

所谓PIN二极管是由重掺杂的P型区和N型区之间夹一接近本征型的高电阻率i层构

成，其一般结构，其一般结构如图2—2所示。I层厚度由反向耐压和正向电流决定。在热

平衡时的能带图、载流子分布、空间电荷与电场分布2—2所示。

图2—2PIN二极管的结构、能带、载流子分布空间电荷机电场分布

与PN结类似，在PI结和NI结也会形成空间电荷区。因此I层可分为三个区域；（1）

X2到X3之间的正电荷区；（2）X3到X”的中性区；（3）X4到X5之间的负电荷区。中性I区相

当一个长为（X4-X3）的电阻。因而PIN二极管好似一个PI二极管和一个电阻与一个NI二极

管三者的串联组合。PIN二极管的正向压降可视为三步分组成：PI结和NI结的结压降以与

I区的体压降。设外加正向压降为L则

%=%/+%+%（2-7）

下面首先对体压降作简化的分析，然后再做精确的分析讨论。如图2—2所示的PIN二

极管中，如果假定两个端部的注入效率为1,即认为在两个端部（P区和N'）不存在少数载

流子流的流动，那么正向电流只是由空穴和电子在基区的复合而引起的。根据空穴和电子在

I区复合的速率便可计算正向电流，因为

d

J=卜jUdx（2—8）

-d

式中，基区宽度w产2d,U为大电流下给出的复合率"⑨=〃//小。假定注入空穴的平均浓

度（万）和注入电子的平均浓度（万）相等，且远大于本征的载流子浓度m。将式（2-8）

积分得到

,Iqnd

J=——（2-9）

式中，为双极寿命。如果进一步假定整个I区的载流子浓度是均匀分布的，那么可以忽

略载流子的扩散作用，于是由平均电场E引起的电流密度便可以写成

j=q（即+45E（2-10）

因为跨越在I区两端的电压降可以表示为Vw=2dE,联立（2-9）和（2-10）得到

V一侬)；(2-11)

M+

尽管这是一个简化的表达式，但它指出了PIN二极管正向压降与双极寿命成反比，而正比于

基区宽度的平方的重要结论，反映出实际器件压降的一般趋势。

2.3.2PIN二极管的正向特性

下面叙述比较完整的PIN二极管理论。图2—3示ti了这种器件的结构，I区的宽度取

为2d,假定PI结、NI结的注入效率为1.

1.基区体压降

大注入或中注入下，PIN二极管伏安特性方程的推导很繁杂，公式与其长。它的基本思

路是首先找出各区载流子所遵从的运动方程，根据边界条件求解电子、空穴浓度的分布；

然后再由电流密度方程求得电场强度和电流密度J;然后对E积分得到正向体压降心。

为了求得I区载流子浓度的分布，必须求解连续性方程。因I区工作在大注入状态，该

区稳态双极连续性方程可表示为

还3*+

dtr„dx~

式中D“为双极扩散系数，因此双极扩散长度为

L=(D“a)1/2,于是上式变为

d2n(x)心)

---;------=。(2-13)

改L-

此式为双极扩散方程，其一般解为

/L,/n

n(x)=\e'4-A2e~^(2—14)

常数AnA?边界条件确定“按照两边结注入效率为1的假定，边界条件为

J-=U(2-15)

另一方面，在x=+d处的电子电流密度为

小J〃(+d)=W(+d)E(+d)+汨竽J,(2-16)

axxa

其中电场由载流子浓度确定

kT_l_dn

E(+d)=(2-17)

q〃(+d)dx

将式(2-17)代入(2-16)中得

(2-18)

JM")=2q哈

类似地分析可得

=J〃-d)=2qDp&|〜(2-19)

上述推导利用了电中性条件〃/个小人将边界条件式(2-18)和(2-19)代入(2—14),

并考虑到dn(x)/dx=dp(x)/dx与*Jp(-d)=J*(+d),即可求出常数Ai和A2得表达式。然后再

代入(2-14)中，便可解出I区得电子浓度分布(空穴具有一样得分布)

心)=上网&_psinh”川(2—20)

2qL°[_sinh(x/L)cos乩丫/)

式中，

nPp

B=^~=—(b=p„/uP)(2-21)

根据假设，正向电流外是由I区空穴和电子复合而引起的，故人=&=里%。

由式(2-20)确定I区中载流子分布，如图2-3所示。空穴和电子浓度再PI(-d)

结与NI(+d)结处最高，由于空穴和电子的迁移率不同，(L>Up,故B=l/2)，其浓度最

低点偏向阴极侧。若假定Un=UP,B=0,载流子分布是对称的，其最低点再中央处。随着

离开结的据距离的增加，或流子的浓度的下降取决于双极扩散长度/“,，而扩散长度是由大注

入寿命3所控制。

为了确定I区的电压降VM,首先必须知道电场的分布。在I区中，电流与电场的关系

由下列关系式确定，

JF=Jp(x)+Jn(x)(2-22)

与

kTdn(x}

n(x)E(x)4(2-23)

qclx

和

kTdp(x)

Jp="MppME(x)(2-24)

qdx

联立以上三式并考虑到〃，切孕/得到

kTBd心)

E(x)=(2-25)

q（4+〃,）〃（x）qn(x)dx

在（2-25）中，右边第一项为欧姆电压降产生的电场分量，第一项是电子和空穴迂移

率不等产生的浓度分布不对称形成的电场分量。采用（2-20）的浓度分布，将（2-25）在

I区积分得到该区体压降即

j-Edx

-d

kT8bsinh(d/L“)I_________________/、

•arctgy[\-B2tgh2(d/)•sinh一(2-26)

q("1)2Jif而7G”,

1十BigN

+Bln

I-Btgh2

该方程的曲线如图2—4所示。可以看出，欧姆电压降陵"2”的增加而迅速增大。当

V

/M

T^

q/

图2—4W与d/L的关系

dWZ,时，即几比I区的半宽度大时，称为“短”结构PIN二极管。载流子浓度在I区上的

空间变化（损失较小）对压降影响可以忽略。对于硅，b=u/up=3,式（2-26）可简化为

/、2

3kT(d)

(2-27)

对于必，的情况，则与上述相反，称为“长”结构二极管，此时式(2-26)可简化

为

3成T%

1Z(2-28)

8q

迁移率相等时，b=l和B=0,(2-26)变为

(2-29)

此种情况下，对于“短”结构二极管(dWZD,上式又可简化为

z\2

2kT(cl

(2-30)

由(2—26)与其各种简化表达式可知，I区体压降匕与通过的电流无关。这是因为电流

时由平均载流于所运载，它与电流密度成正比。随着正向电流密度的增加，I区的电导率亦

成比例地增加，从而使该区的电压降保持常值。I区中的这种电导调制作用，使得PIN二极

管中间的电阻率尽管很高，以承受很高的反向电压，但在正向仍能流过大的电流，并具有较

低的正向压降。正因为如此，PIN二极管是一种高压大功率器件。

1.PIN二极管的正向压降

由图2—3可知，在不考虑接触压降时，PIN二极管的正向压降除了基区体压降VI之外,

还包括阳极结(PI)和阴极结(IN)的结压降，这两者可以根据结电压与注入少数载流子浓

度的关系求出。因为

〃(一％(2-31)

ND

N(十d)=左/%(2-32)

ND

式中N0为I(N)区的掺杂浓度，联立式(2—31)和(2—32),以与大注入条件下，p(-d)=nJd),

得到

VPI+VNI=—In"(―/)(2-33)

由(2-7)式得到二极管的正向压降

VF=—In水-")?(+")+yw(2-34)

QLni_

利用式(2-20)求出载流子浓度n(-d)、n(+d),代入上式即可得到正向压降

式中体压降Vv由(2—26)式求得。

若将(2-35)式进行一些变化，即可得到二极管正向电流JF的表达式：

JF=•/—YJ%，(2-36)

dMJ

式中

=削J"