《单片无线发射与接收电路设计》课件第1章

第1章无线通信系统基础 1.1通信系统主要性能指标和频段

1.1.1通信系统的主要性能指标

通信系统的性能指标是衡量、比较和评价一个通信系统的标准，是针对整个系统综合提出的。通信系统的性能指标也称为质量指标。一般通信系统的主要性能指标归纳起来有以下几个方面：

(1)有效性：指通信系统传输消息的“速率”问题，即快慢问题。

(2)可靠性：指通信系统传输消息的“质量”问题，即好坏问题。

(3)适应性：指通信系统使用时的环境条件。

(4)经济性：指系统的成本问题。

(5)保密性：指系统对所传信号的加密措施，这点对军用系统显得尤为重要。

(6)标准性：指系统的接口、各种结构及协议是否合乎国家、国际标准。

(7)维修性：指系统维修是否方便。

(8)工艺性：指通信系统的各种工艺要求。对于一个通信系统，从消息的传输方面来说，有效性和可靠性是两个主要指标。这也是通信技术讨论的重点，至于其他指标，如工艺性、经济性、适应性等不属于本书的研究范围。

通信系统的有效性和可靠性是一对矛盾，这一点通过以后的学习将会有更深的体会。一般情况下，要增加系统的有效性就得降低可靠性，反之亦然。在实际中，常常依据实际系统要求采取相对统一的办法，即在满足一定可靠性指标下，尽量提高消息的传输速率，即有效性，或者，在维持一定有效性条件下，尽可能提高系统的可靠性。对于模拟通信来说，系统的有效性和可靠性具体可用系统的有效带宽和输出信噪比(或均方误差)来衡量。模拟系统的有效传输带宽BW越大，系统同时传输的话路数也就越多，有效性就越好。

对于数字通信系统而言，系统的可靠性和有效性具体可用误码率和传输速率来衡量。数字通信系统的主要性能指标如图1.1.1所示。图1.1.1数字通信系统的主要性能指标1.1.2通信的频段

在无线通信系统中，信息是依靠高频无线电波来传递的。频率从几十千赫兹至几万兆赫兹的电磁波都属于无线电波。为了便于分析和应用，习惯上将无线电的频率范围划分为若干个区域，即对频率或波长进行分段，称为频段或波段。

由电气和电子工程师学会(IEEE)建立的频谱分段如表1.1.1所示。频率与波长的关系为(1.1.1)式中，c=3×108m/s，为无线电波在空间传播的速度；f的单位为Hz；

的单位为m。

1.2无线接收机电路拓扑结构

1.2.1接收机的技术要求

1．接收机的灵敏度

接收机的灵敏度定义为：当接收机输出端为解调提供了充分的信噪比(Signal-to-NoiseRatio，SNR)时，接收机可检测到的最低可用信号功率。对于数字调制系统，由最小误码率(BitErrorRate，BER)确定信号的满意再生所需要的最小信噪比(Eb/No)。在信道有损失的情况下，利用计算机仿真系统可以估算最小的Eb/No。接收机增加的最大噪声可以用仿真Eb/No、最小灵敏度(Smin)和信道带宽(B)计算出来。最小允许接收机噪声方程式可从噪声系数的定义推导出来。噪声系数的定义如下：(1.2.1)式中，F为噪声系数；(S/N)input和(S/N)output分别是接收机输入端和输出端的信噪比。对于成功的信号检测，(S/N)output=Eb/No，Sinput=Smin(灵敏度单位为dBm)，并且Ninput=kTB(可用的热噪声功率基值)。若以分贝表示，方程式(1.2.1)变为(1.2.2)式中，k是玻尔兹曼常数；T是热力学温度；B是信道带宽。

灵敏度的另一个测量参数是最小可检测信号(MDS)。在某些文献中，MDS依据噪声基值计算。噪声基值Pnf的关系式如下：(1.2.3)

2．接收机的选择性

接收机的选择性定义为：在邻近频率强干扰和信道阻塞的情况下，接收机满意提取所需信号的能力。在多数电路拓扑结构中，中频信道选择滤波器的设计决定了接收机的选择性。接收机应该有足够的线性性能去处理可接收的失真信号。如果接收机在频率选择和线性度上是不充分的，那么就会产生互调分量而降低所需信号的质量。一般地，失真度确定了接收机可处理的输入信号的最大功率。三阶失真在很多接收机电路拓扑结构中显得特别重要，这是因为互调分量处于所要的信号中。三阶失真通常用输入三阶截点IIP3来描述，它由双音频测试和规定的共信道抑制比(Co-ChannelRejectionRatio，CCRR)计算得出。在测量互调失真的过程中，所需信号的功率电平Psig(dBm)和不需要的各个信号Pud(dBm)(其中一个常常被调制)从技术规范中可查到。位于所需信道的不需要的互调分量Pim3由式(1.2.4)计算：(1.2.4)接收机的三阶截点由式(1.2.5)给出：(1.2.5)对于压缩和失真的另一个有用的定义是1dB压缩点P1dB。1dB压缩点的定义为：功率增益从理想点下降1dB的点，其值大约为(1.2.6)

3．接收机的动态范围

动态范围定义了接收机在检测噪声基值上的弱信号和处理无失真的最大信号的能力。通常用接收机输入端的最大信号和最小信号的比定义接收机的动态范围。同一个接收机有不同的动态范围是正常的。当Smin设为较低的限制时，较高的限制取决于电路拓扑结构。无寄生动态范围(SpuriousFreeDynamicRange，SFDR)和阻塞动态范围(BlockingDynamicRange，BDR)是特别重要的。SFDR是以最大输入电平(三阶互调分量低于噪声基值)和最小可辨别信号Smin之间的比为基础的。利用式(1.2.3)和式(1.2.5)求出的SFDR如下：(1.2.7)

BDR定义为上限信号P1dB与下限信号Smin之差。BDR的数学表达式为(1.2.8)计算前端接收链的最大增益时，需要考虑最大可能的带内阻塞Pbl。这意味着最大增益是放大级之前的滤波器的函数。如果解调器输入端需要的信号是Preq，那么最大增益由式(1.2.9)给出：(1.2.9)最大可应用信号Psig(max)决定最小增益。计算最小增益的等式为(1.2.10)

4．混频器

限制接收机动态范围的另一个重要部分是混频器。本机振荡器(LocalOscillator，LO)相位噪声把不需要的干扰传输到所需要的信号上，这将导致接收机输出端SNR下降。因此，振荡器必须设计为低相位噪声，这样才能达到在最差的阻塞状况下，仍能产生低于接收机噪声基值的噪声边带。振荡器要求的相位噪声如下：(1.2.11)1.2.2超外差接收机电路拓扑结构

超外差接收机双变频电路拓扑结构如图1.2.1所示，位于低噪声放大器(LowNoiseAmplifier，LNA)前面的片外RF(射频)滤波器用于衰减带外信号和镜像干扰。使用可调的本机振荡器(LO)，全部频谱可被下变频到一个固定的中频(IntermediateFrequency，IF)。在下变频电路模块之前使用一个片外镜像干扰抑制滤波器(IRFilter)，可以使镜像干扰被大大削弱。在下变频之后使用片外中频滤波器可以正常进行信道选择，也可以降低对后面各个模块的动态范围要求。在确定接收机的选择性和灵敏度方面，中频的选择是很重要的。第二下变频通常是正交的，以使同相和正交(I和Q)信号的数字处理变得容易。图1.2.1超外差接收机双变频电路拓扑结构1.2.3零中频接收机电路拓扑结构

为消除片外元件，应促使零中频接收机电路拓扑结构的出现。零中频接收机电路拓扑结构如图1.2.2所示。图1.2.2零中频接收机电路拓扑结构这是一个用于直接序列扩频系统的直接变频(零中频，Zero-IFarchitecture)接收机，该系统包括锁相环(PhaseLockedLoop，PLL)、接收信号强度指示器(ReceivedSignalStrengthIndicator，RSSI)和片上滤波器。该系统完成频域内相应的下变频处理过程。在该拓扑结构中，全部射频频谱下变频到DC(直流)。高滚降低通滤波器(highroll-offLow-PassFilter，LPF)用来实现信道选择。该拓扑结构消除了镜像干扰问题，因此无需使用外部高Q镜像干扰抑制滤波器，正交下变频产生I和Q信号以便进行进一步的信号处理。零中频结构消除了片外元件，使得该电路拓扑结构更具集成性。因为镜像干扰信号的功率电平等于或小于所需信号，所以该电路拓扑结构要求较低的镜像干扰抑制，并且镜像干扰抑制滤波要在片内完成。由于只有一个本振用于下变频信号，因此减少了混频处理。总之，该电路拓扑结构在节约成本、减小芯片面积和功耗方面是极佳的。然而，随时间而改变的DC补偿、本振泄漏和闪烁噪声引起的问题会妨碍信号的检测。通过使用适当的数字信号处理器(DSP)或自动归零功能，DC补偿问题可以得到纠正，采用高线性混频器可避免失真。

该电路拓扑结构也易于导致二阶互调失真分量(IM2)。类似于超外差电路拓扑结构，该电路拓扑结构要求可变的高频本振以实现信道选择。该电路拓扑结构已经成功地应用于需要很少DC能量的调制方案中，例如过调制的频移键控(FSK)寻呼系统。

1.2.4低中频接收机电路拓扑结构

集成的片上带通滤波的概念引出了低中频接收机(Low-IFreceivers)拓扑结构。在该电路拓扑结构中，中频处于较低频率(典型为几百千赫兹)，因此需要低Q信道选择滤波器。图1.2.3给出了2.4GHz蓝牙接收机所采用的低中频电路拓扑结构。该结构可以完成相应的频域下变频处理。射频频谱首先被多相滤波器放大并滤波，在滤波器输出端产生综合信号。该滤波器对于正频率为全通滤波器，对于负频率为带阻滤波器。该信号随后下变频到正交低中频IF，典型的IF频率是1/2个信道带宽。该正交下变频处理并利用了综合混频器。综合混频器只混合正射频频率和一个负本振频率，因此实现了主动的镜像干扰抑制。图1.2.3低中频接收机电路拓扑结构低中频电路拓扑结构适于射频集成电路，因为在混频器之后使用低Q带通滤波器就可以实现镜像干扰抑制和信道选择。不像零中频电路拓扑结构，低中频对于寄生的DC补偿、本振泄漏和IM2是不敏感的。低中频也能灵活地以多种方式处理信号。由于在片上进行

I和Q发生器之间的匹配，因此该电路拓扑结构的镜像干扰抑制(40dB)功能是有限的。在信号路径中采用非对称多相滤波器以加强镜像干扰抑制，这会产生插入损耗并引起噪声。如果没有适当的预滤波，模/数(A/D)转换器上的动态范围和分辨率要求会大大增加。此外，当该拓扑结构用于宽信道带宽应用时，会导致电流消耗的增加。另外，还需要具有良好相位噪声的、可变频率的本振，这增加了频率合成器的设计难度。1.2.5宽带双中频接收机电路拓扑结构

宽带双中频接收机将零中频和外差电路拓扑结构结合起来以优化功耗和性能，其功能框图如图1.2.4所示，它可完成相应的下变频过程。该方法类似于超外差电路拓扑结构，使用多个中频级，第一中频处于高频(几百兆赫兹)。使用固定的本机振荡器LO1将全部射频频谱首先下变频到一个高中频。通常，LO1频率在应用频段之外，所以在天线之后的片外射频滤波器也作为镜像干扰抑制滤波器使用。下变频信号通过低通滤波器之后，采用一个可实现主动的镜像干扰抑制的综合混频器将所需信号下变频到DC，使用可变的本机振荡器LO2选择所需信道。图1.2.4宽带双中频接收机电路拓扑结构

该方法有利于集成，可降低成本，而且固定的LO1使低相位噪声高频合成器的设计变得容易，并降低了功耗。因为第一中频固定为高频，所以反馈分频器要求较低的分频比。因此，该结构能改进LO1的整体相位噪声性能。该拓扑结构尽管不存在本振泄漏问题，但仍然没有解决DC补偿和IM2失真问题。在中频和射频之间，该电路拓扑结构也存在信号串扰现象，因此使用低通滤波器进行信道选择，而不使用电流消耗大的带通滤波器，可得到55dB的镜像干扰抑制。1.2.6亚采样接收机电路拓扑结构

基于带通采样原理的中频亚采样接收机电路拓扑结构如图1.2.5所示。在中频的亚采样接收机系统中，采样电路代替零中频接收机电路拓扑结构中的混频器，射频信号以基带信号的奈奎斯特速率进行采样。下面的等式给出了带通采样产生的频谱镜像：(1.2.12)式中，k是整数常数；

i是频谱镜像点，在亚采样零中频电路拓扑结构中，

i = 0；

samp和

c分别是采样频率和载波频率。该电路拓扑结构适于射频集成电路，特别是在CMOS技术中，可将一个复杂的下变频简化为一个简单的采样操作。因为采样所需频率低于载波频率，所以振荡器设计变得很简单并且功耗也较低。该结构需要关注的问题之一是噪声混淆。由于噪声功率提高了2k倍，这需要使用片外带通噪声滤波器，而采样时钟上的抖动放大了k2倍，因此导致了所需信道的干扰。该结构的另一个未解决的问题是时钟馈通和运算放大器的设置时间不足。这些因素不能使干扰充分衰减，因此要求A/D转换器有一个大的动态范围。由于

c和

samp成比例，因此更高频的低功率亚采样电路拓扑结构很难设计。图1.2.5基于带通采样原理的中频亚采样接收机电路拓扑结构1.2.7数字中频接收机电路拓扑结构

在数字中频接收机电路拓扑结构中，混频和滤波可以在数字域中实现，超外差、低中频和零中频电路拓扑结构中的中频级可以数字化。数字中频的使用避免了I和Q之间的不均衡，实现了完美的镜像干扰抑制。然而，该电路拓扑结构需要高性能的A/D转换器，因此提高了整个接收机的电流消耗。图1.2.6所示的低中频数字接收机电路拓扑结构可以使用带通滤波器

-

以降低A/D转换器的性能要求。

-

的带通属性同时实现采样和滤波功能。在高频A/D转换器的设计方面，数字中频仍然是一个活跃的研究领域。图1.2.6低中频数字接收机电路拓扑结构1.2.8RAKE接收机电路拓扑结构

RAKE接收技术是CDMA蜂窝移动通信系统中的关键技术之一。一个简化的RAKE接收机电路拓扑结构如图1.2.7所示。在无线通信中，发射信号要经直射、反射、散射等多条传播路径到达接收端，RAKE接收机对每条路径使用一个相关接收机，收集所有接收路径上的信号，各相关接收机与被接收信号的一个延迟形式相关，然后对每个相关器的输出进行加权，并把加权后的输出相加合成一个输出，以提供优于单路相关器的信号检测，再在此基础上进行解调和判决。图1.2.7一个简化的RAKE接收机电路拓扑结构在多径时延未知时，最简单的多径分集方式是采用检测后积分(PostDetectionIntegration，PDI)的方法，即在接收机检测器后面设置一个积分时间等于多径扩展τM秒的积分器。一个检测后积分多径接收机电路拓扑结构如图1.2.8所示。图1.2.8PDI多径接收机电路拓扑结构

PDI接收机的优点是实现起来比较简单，但存在一个约束条件，即τM不能大于码元宽度Tb，否则多径分量会落到相邻码元中而造成码间干扰。

PDI接收机的主要缺点是没有利用多径的参量信息，而简单的积分不可避免地要把τM秒范围中的干扰与噪声包含进去，因而影响多径分集效果。为了克服这一不足，可对多个峰值进行筛选，把那些幅度明显大于噪声背景的多径分集除去，再对它们进行延时和相位校正，使之在某一时刻对齐，并按一定规则合并。

为了获得信道参数，可采用探测信号。探测信号可以是专门的信号(训练序列)，也可以是数据信号本身。接收机通过接收探测信号来估计信道参数和。具有信道参量估计的DPSK-RAKE接收机的电路拓扑结构如图1.2.9所示。图1.2.9具有信道参量估计的DPSK-RAKE接收机的电路拓扑结构图1.2.10具有信道参数测量的DPSK-DRAKE接收机对于IS-95CDMA系统，基站中的RAKE接收机由4个并行相关器和2个搜索相关器组成，基站接收机无法得到多径信号的相位信息，一般采用非相关最大比值合并准则；移动台中的RAKE接收机由3个并行相关器和一个搜索相关器组成，它可利用基站发送的导频信号估计出多径信号的相位、到达时刻和强度参数。

一个并行相关RAKE接收机电路拓扑结构如图1.2.11所示，图中搜索器的作用是搜索所有多径，估计出多径的相位、到达时刻和强度参数，并从中选出三路最强的多径信号供相关器进行处理，然后再合并。图1.2.11一个并行相关RAKE接收机的电路拓扑结构1.2.9接收机测试

1．射频灵敏度

在接收机的天线端接入具有接收机标称频率和标准测试调制的最小射频信号电平，并使音频输出电路端获得最小50%的额定功率和12dB信纳比，则信号源输出的最小射频信号电平的电动势为接收机的射频灵敏度。

在接收机音频输出端：

1)指标

射频灵敏度为0.7～1μV(电动势)(接收机音频输出端的信纳比=12dB)。

2)测试方法

(1)在接收机天线输入端接入具有50Ω(不平衡)输出阻抗的射频信号源，接收机音频输出端接入非线性测试仪(如图1.2.12所示)。

(2)调整信号频率为接收机标称频率，调制频率为1kHz，频偏为3kHz。

(3)调整接收机的音频输出功率，使它不小于50%的额定功率。

(4)调整信号源输出射频电平，使非线性失真仪指示的信纳比为12dB。

(5)读出信号源的电动势即为接收机的射频灵敏度。

2．同频道抑制

在存在不希望已调同频信号的情况下，测量接收机接收希望已调信号不超过给出恶化量的能力，称为同频道抑制。

1)指标

同频道抑制应该低于8dB。

2)测试方法

(1)如图1.2.13所示，两个信号源通过组合器加到接收机的天线输入端，接收机的音频输出端接非线性失真仪。图1.2.13接收机的同频道抑制测试

(2)信号源B关上，信号源A打开。调整希望信号A的频率为接收机的标称频率，调制频率为lkHz，频偏为3kHz，接收机输入端的电平比灵敏度高3dB。

(3)信号源B打开，调整不希望信号B的频率为接收机的标称频率，调制频率为400Hz，频偏为3kHz。调整不希望信号B的射频电平，使接收机音频输出信纳比下降到12dB，记录接收机输入端不希望信号的射频电平。

(4)计算接收机输入端不希望信号和射频灵敏度电平之差，此值应低于8dB。

3．接收机的邻频道选择性

邻频道选择性表示存在与希望信号的频率差等于频道间隔的不希望信号的情况下，当接收机接收所希望的调制信号时，测量接收机不超过给定恶化量的能力。

1)指标

邻频道选择性应不低于70dB(对于基台和车载台)、60dB(对于手持台)。

2)测试方法

(1)如图1.2.14所示，两个信号源通过组合器加到接收机的天线输入端，接收机的音频输出端接非线性失真仪。

(2)关闭信号源B，打开信号源A。希望信号A调整到接收机标称频率上和标准的测试调制模式，调整信号源A的电平，使接收机输入端电平比灵敏度高3dB。图1.2.14接收机的邻频道选择性测试

(3)打开信号源B，不希望信号B调到接收机标称频率上边的邻频道上，并经400Hz单音调制，频偏为3kHz。再调不希望信号B电平，使接收机音频输出信纳比下降到12dB，并记录接收机输入端不希望信号的电平。

(4)把不希望信号B调到接收机标称频率下边的邻频道上，重复上述测试。

(5)邻频道选择特性用接收机输入端不希望信号对灵敏度的射频电平差来表示，并选两个测试值中较低的一个作为测试结果。

4．杂散响应抑制

杂散响应抑制是测量接收机鉴别标称频率调制信号与任何其他频率信号(希望信号频道和邻频道频率除外)之间的能力。

1)指标

杂散响应抑制应该不低于70dB(对于基台和车载台)、60dB(对于手持台)。

2)测量方法

(1)如图1.2.15所示，两个信号源通过组合器加到接收机的天线输入端，接收机的音频输出端接非线性失真仪。

(2)关闭信号源B，打开信号源A。图1.2.15接收机的杂散响应抑制测试

(3)打开信号源B，以400Hz单音调制，频偏为3kHz。再调整不希望信号B的电平，使接收机输入端的电平比灵敏度高70dB。

(4)改变不希望信号B的射频频率，从100kHz到2000MHz变化(希望信号频道和邻频道频率除外)，接收机的音频输出信纳比应不低于12dB。

5．接收机的互调抑制

互调抑制是存在两个具有一定关系的不希望高电平信号时，测量接收机接收希望信号不超过给出恶化量的能力。

1)指标

互调抑制应不低于70dB(对于基台和车载台)、60dB(对于手持台)。

2)测量方法

(1)如图1.2.16所示，三个信号源通过组合器加到接收机的天线输入端。希望信号A调到接收机标称频率上，并用标准测试音调制。不希望信号B调到比接收机标称频率高50kHz的频率上，而且不调制。不希望信号C调到比接收机标称频率高l00kHz的频率上，以400Hz调制，频偏为3kHz。图1.2.16接收机的互调抑制测试

(2)调整希望信号A的电平，使接收机输入端的电平比灵敏度高3dB，两个不希望信号B和C保持相同的增加电平，直到接收机音频输出信纳比下降12dB。

(3)微调一下不希望信号B和C的频率，调到接收机音频输出信纳比最大恶化，再一次到12dB，并记录接收机输入端不希望信号的电平。

(4)不希望信号B和C分别调到比希望信号频率低50kHz、100kHz，重复上述测试。

(5)互调抑制用信号源B或C输入到接收机输入端的不希望信号对灵敏度的射频电平差来表示，并选两个测试值中较低的一个作为测试结果。

6．阻塞

阻塞是由于另外频率的不希望信号引起的希望的音频输出功率变化(一般为减少)或信纳比降低。

1)指标

在标称频率两旁(+1～+10MHz，-10～-1MHz)频率范围内，任何频率的阻塞电平应不低于90dB(对于基台和车载台)、70dB(对于手持台)。

2)测试方法

(1)如图1.2.17所示，两个信号源通过组合器加到接收机的天线输入端。接收机的音频输出端接非线性失真仪。图1.2.17接收机阻塞测试

(2)关闭信号源B，打开信号源A。希望信号A调整到接收机的标称频率上和标准的测试调制模式，调整希望信号A的电平，使接收机输入端的电平比灵敏度高3dB，希望信号的音频输出功率调到50%的额定输出功率。

(3)打开信号源B，不希望信号B不调制，频率在标称频率旁(+1～+10MHz，-10～-1MHz)频率范围内变化。不希望信号的电平调整到以下情况：希望信号的音频输出功率下降3dB，信纳比下降12dB。

(4)计算接收机输入端不希望信号对灵敏度射频的电平之差应大于70dB或90dB。

7．传导杂散发射

传导杂散发射是发射机在关闭状态下，从接收机天线端出来的任何发射。

1)指标

在匹配的天线端上测量任何离散频率的杂散发射功率应该不超过2.0nW。

2)测试方法

(1)如图1.2.18所示，杂散发射是指在收发信机天线端上测量任何离散信号的功率，在天线端连接频谱分析仪或具有50Ω输入阻抗的选频电压表。接收机打开，发射机关闭。

(2)在100kHz～2000MHz频率范围内测量杂散发射功率。

(3)如果测量选频电压表没有绝对的功率校正，则任何检测分量可用信号发生器替代方法来确定。图1.2.18接收机传导杂散发射测试

8.谐波失真

谐波失真是指接收机音频输出端全部谐波分量的有效值与总信号电压的有效值之比。

1)指标

谐波失真系数应不超过7%。

2)测试方法

(1)如图1.2.19所示，射频信号源接到接收机的天线输入端，接收机的音频输出端接入非线性失真仪。图1.2.19接收机谐波失真测试

(2)调整信号源输出电平比灵敏度高60dB，并将频率调整到接收机的标称频率上。音频输出功率等于接收机的额定功率。

(3)将测量信号频率依次调到300Hz、500Hz或1kHz，相应的频偏为0.9kHz、1.5kHz和3kHz。

(4)分别记录非线性失真仪的指示值。

(5)调整信号源输出电平比灵敏度高60dB改为100dB，重复上述测试。

(6)极限测试，测试频率调到接收机标称频率±1.0kHz的频率上，调制信号仅为1kHz单音，频偏为3kHz，测试接收机的谐波失真系数，此值应不超过7%。

9.相对音频互调产物电平衰耗

相对音频互调产物电平衰耗是一个比率，用dB表示，为音频输出端两个希望信号之一的电平与由于接收机中的非线性引起两个调制信号产生的不希望信号成分电平之差。

1)指标

相对音频互调产物电平衰耗最少为20dB。

2)测试方法

(1)如图1.2.20所示，两个音频振荡器A和B通过组合器连接到射频信号源的调制输入端。射频信号源接到接收机的天线输入端，接收机的音频输入端接选频电压表。图1.2.20接收机相对音频互调产物电平衰耗测试

(2)调整射频信号源的频率到接收机的标称频率上，并将电平依次调整到比灵敏度高20dB、60dB、l00dB。

(3)音频振荡器B没有输出，调整音频振荡器A的频率为1kHz，产生频偏为2.3kHz。调整接收机音频输出功率为50%的额定输出功率。记录音频振荡器A的输出电平。

(4)减少音频振荡器A的输出，使之到零。调整音频振荡器B的频率为1.6kHz，输出电平产生2.3kHz的频偏。

(5)恢复音频振荡器A记录的输出电平。测量1kHz成分的电平和音频端的互调产物电平。

10．接收机限幅器的振幅特性

接收机限幅器的幅度特性规定了已调制射频输入信号电平和接收机输出的音频信号电平之间的相对关系。

1)指标

射频输入功率在规定的变化范围内，其音频输出功率的变化应不超过3dB。

2)测试方法

(1)如图1.2.21所示，在接收机天线端接射频信号源，接收机音频输出端接音频电压表。图1.2.21接收机限幅器的振幅特性测试

(2)调整信号源的频率为接收机的标称频率，调制为标准测试调制，电平比灵敏度高3dB。调整接收机音频输出功率为25%的额定输出功率。

(3)增加射频信号源的输出电平比灵敏度高100dB，再一次测量音频输出功率。

(4) (2)、(3)两次测试的音频功率的变化应不超过3dB。

11．调幅抑制

调幅抑制是接收机抑制幅度调制信号的能力，是音频输出端具有标准测试调制的音频功率与规定幅度调制的音频功率之比，用dB表示。

1)指标

调幅抑制应不低于30dB。

2)测试方法。

(1)如图1.2.22所示，在接收机天线端接射频信号源，接收机音频输出端接音频电压表。图1.2.22接收机调幅抑制测试

(2)调整信号源的频率为接收机的标称频率，调制为标准测试调制，电平依次比灵敏度高20dB、60dB。调整接收机音频输出功率为额定的音频输出电平。

(3)标准测试调制改为lkHz单音、30%的幅度调制信号，再一次测量音频输出电平。

(4) (2)、(3)两次测试的音频电平之差应不低于30dB。

12．噪声和交流声

接收机的噪声和交流声是一个比率，用dB表示。这个比率是标称测试调制的强射频信号加入到接收机天线端产生的单频电平与由于电源系统的杂散影响产生的噪声和交流声电平之差。

1)指标

调制频率为lkHz，频偏为3kHz的强射频信号产生的音频输出电平与噪声和交流声电平之差应超过40dB。

2)测试方法

(1)如图1.2.23所示，射频信号源接到接收机的天线端，接收机的音频输出端接噪声滤波器和有效值电压表。图1.2.23接收机噪声和交流声测试

(2)调整信号源的频率为接收机的标称频率，调制为标称测试调制，电平比灵敏度高30dB。音频功率调到额定输出功率。

(3)除去调制，反复测量音频输出电平。

(4) (2)、(3)两次测试的音频电平之差应超过40dB。 1.3无线发射机电路拓扑结构

1.3.1发射机的技术要求

发射机的基本功能是以足够的功率、合适的载波频率、适当的调制方式及较高的功率效率将所需要传输的基带信号通过天线发射出去。

发射机调制基带信号，然后上变频到载波频率

c(2

fc，射频)，这需要充分的功率放大，同时不能产生信号失真和邻近信道干扰。为实现最好的设计，通常需要在各种不同的调制方案之间进行权衡。调制方案主要分成两大类：恒定包络和可变包络。恒定包络具有恒定的已调信号振幅，可由非线性功率放大器放大，如高斯滤波频移键控(GaussianfilteredFrequencyShiftKeying，GFSK)调制。可变包络信号、振幅和相位都有变化，需要线性功率放大，如正交相移键控(QuadraturePhaseShiftKeying，QPSK)。

一个收发系统通常工作在时分双工(TimeDivisionDuplex，TDD)或者是频分双工(FrequencyDivisionDuplex，FDD)方式下。传递到天线的总平均功率应该考虑到双工器或射频开关所造成的损耗。发射功率提高了输出频谱的噪声基值，发射机噪声的升高会引起接收机灵敏度的降低。选择发射机体系结构时应考虑的主要技术指标如下：

1．发射(载波)频率的准确度及稳定性

发射(载波)频率的准确度及稳定性基本上是由载波基准频率振荡器决定的。不同应用的无线收发系统有不同的要求。发射频率的准确度和稳定性可以用赫兹或者频率的百分比来表示。

2．发射(载波)频率捷变

发射(载波)频率捷变是指载波频率快速改变的能力。对于多频道发射，这是一个重要的技术性能指标。通常利用频率合成器来设置和改变发射频率，在整个发射系统之中还需要利用宽带技术来保证频率的改变和调谐之间的同步。

3．频谱纯度

发射机除了产生载波信号及所需要的边带信号外，同时还会产生一些寄生信号。寄生信号通常是载波频率的谐波成分。所有的放大器都可能产生谐波失真，如C类功率放大器就会产生大量的谐波成分。在发射输出中除指定的发射载波频率外，其他谐波频率成分都需要通过滤波消除，以避免干扰。

4．输出功率

发射机采用不同的调制方式，发射输出功率的测量方法是不同的。例如全载波AM(调幅)系统的发射功率是根据载波功率来确定的，调制后输出信号功率大于未调载波功率；在抑制载波AM系统中，采用峰值包络功率(PEP)；FM(调频)系统是一个恒定功率系统，FM发射通道的额定功率为输出信号的总功率。

对输出功率进行测试时，一定要注意发射通道的占空系数(导通和关断时间)，如许多双向式语音通信系统的发射通道并不是在最大功率下连续工作的，但广播发射机就是连续工作的，而且是在最大功率下一天24小时不停地运行。

5．功率效率

功率效率是发射机的一个非常重要的性能指标。系统总功效(功率效率)等于输出功率与主电源的输入功率的比值。造成系统功率效率降低的主要因素是器件上的热能消耗及电源中的功率损耗。器件上产生的热能通常需要利用散热片、风扇，甚至在一个大功率发射系统中还需要利用水冷式方法对器件进行散热。所有这些措施都会增加系统的成本。

6．调制系统的保真度

对一个无线通信系统的基本要求是能够对原始基带信号实现正确还原。在发射机中，要求能够以任何调制方式将任何基带信号调制到载波上，而同时尽可能多地保留原始基带信号不发生变化。由发射机所引起的任何失真(如调制失真、谐波失真和交调失真等)都有可能始终对信号的还原造成不良影响，因为系统的接收机是不可能完全消除这些失真的。

此外，还有一些其他的技术指标，如信号的性质(是语音信号还是图像信号，是模拟信号还是数字信号，基带信号所占的频带宽度)、发射机频带宽度、带内功率波动、是否需要ALC(自动电平控制)、发射机线性度要求、双音输入三阶互调指标和信号的动态范围等。在选择发射机时也需要进行综合考虑。图1.3.1间接调制发射机电路拓扑结构间接调制发射机电路拓扑结构可用于恒定包络调制和可变包络调制。由于在中频(几百兆赫兹)实现正交调制，因此可以获得I和Q信号之间的完美匹配，同时只消耗很少的电流。为满足频谱纯度要求，可以通过两次滤波对毛刺和发射噪声进行抑制。间接调制避免了注入或本振牵引。

间接调制发射机电路拓扑结构已被广泛应用。该结构存在的问题是：目前在射频集成电路芯片上还不能集成外部带通滤波器；该结构需要两个低相位噪声锁相环；片内滤波不能提供充分的毛刺抑制，并且对功率放大器的线性有高的要求；在中频和射频之间，实现高阶低通滤波器是困难的，这样可导致寄生信号(中频的几倍)不能完全被抑制。1.3.3直接调制发射机电路拓扑结构

直接调制发射机电路拓扑结构如图1.3.2所示，该结构包括两个射频混频器(Mixer)、一个带有高频本振的锁相环和一个功率放大器(PA)。基带信号在同一级实现调制和上变频。由于可以实现主动镜像干扰抑制，因此该电路拓扑结构可以达到一个很高的集成度。因为没有中频，所以在输出端不存在与中频相关的寄生信号。图1.3.2直接调制发射机电路拓扑结构图1.3.3偏移压控振荡器的直接调制发射机电路拓扑结构一个基于锁相环的直接调制压控振荡器发射机电路拓扑结构如图1.3.4所示。在这个结构中，基带数据直接调制压控振荡器(VCO)。首先，压控振荡器(VCO)由锁相环控制以准确地设置载波频率，然后断开锁相环回路，基带数据作为控制电压直接加到压控振荡器(VCO)上。图1.3.4基于锁相环的直接调制压控振荡器发射机电路拓扑结构1.3.6基于锁相环的输入基准调制发射机电路拓扑结构

典型的基于锁相环的输入基准调制发射机电路拓扑结构如图1.3.5所示。图1.3.5基于锁相环的输入基准调制发射机电路拓扑结构如同直接调制发射机一样，使用正交调制器，基带信号首先变换为中频。锁相环用来把中频信号上变频到射频，同时通过固有的锁相环环路作用降低了输出信号的滤波要求。为了降低本机振荡器(

01)的高分辨率要求，反馈分频器采用下变频混频器和低通滤波器形式。

该电路拓扑结构简单、功率低且适于集成。该结构中，由锁相环提供的固有的窄带滤波器取代了外部带通滤波器。该电路拓扑结构只适于恒定包络调制方案，由于需要两个本机振荡器(

01和

02)，因此增加了额外的硬件。本振的注入牵引仍然是一个问题，这需要在本机振荡器和PA之间进行高度隔离。有很多方法可以产生调制基准。其中一个例子就是环路自身使用正交调制，这样做可以使信号的相位变化最小，这是因为鉴相器/鉴频器输入端施加有恒定的fref。由于CMOS技术的发展，在几百兆赫兹进行直接数字合成(DDS)是可以实现的。由DDS产生输入基准频率fref的基于锁相环的发射机电路拓扑结构如图1.3.6所示。高分辨率要求及转换时间与寄生噪声之间的权衡妨碍了该系统的商业应用。图1.3.6由DDS产生输入基准频率fref的基于锁相环的发射机电路拓扑结构1.3.7基于N分频的上变频环路发射机电路拓扑结构

基于N分频的上变频环路发射机可以达到高输出频率分辨率，而不会降低基准频率。如果利用发射数据改变分频比，则按照锁相环方程式(1.3.1)即可以获得调频。在不降低锁相环环路带宽的情况下，可以通过使用相位注入、抖动注入或噪声整形技术进一步改进寄生噪声的性能。噪声整形功能是通过使用

-

调制器获得的。

基于N分频的上变频环路发射机电路拓扑结构如图1.3.7所示。基带数据首先经高斯有限脉冲响应(FIR)数字滤波器滤波，然后，信号与信道选择分频值相加，后者用于设置载波频偏。之后的信号作为

-

调制器的输入，

-

调制器的输出改变锁相环的分频比，从而通过改变分频比可获得无寄生输出信号。信号进一步被放大，使输出达到所需的功率电平。图1.3.7基于N分频的上变频环路发射机电路拓扑结构在基带中，

-

调制器和分频器用于实现噪声抑制。高频量化噪声进一步被低通锁相环环路带宽衰减。如果输入到

-

调制器的k比特数据流是时间调制的，则可以控制瞬时输出频率。

除了具有输入基准调制发射机的优点之外，该方法还可以发射更高的数据速率而不降低基准频率。由于不需要使用任何混频器或数/模转换器，因此这是一个低功率、高集成的发射机电路拓扑结构。这种电路拓扑结构只适于恒定包络信号，而且要求锁相环的环路带宽大于调制带宽。1.3.8发射机测试

1．发射机的频率误差

发射机的频率误差是测量载波频率和它的标称频率数值之间的差值。

1)指标

根据ITU-R(国际电信联盟无线电通信部门)的相关建议，在规定的电源条件(电压、频率)和移动环境的温度范围之内，甚高频/超高频(VHF/UHF)频段无线电发射设备的频率容限和频率误差不得超过表1.3.1给出的值。2)测试方法

(1)发射机天线端口按图1.3.8接上耦合器/衰减器和频率计数器。

(2)发射机不调制。

(3)开启发射机，频率计数器上显示出在没有调制情况下测量的载波频率。

(4)记录频率计数器上显示的数值与标称频率之差值。此值不得超过表1.3.1中频率误差规定的数值。

(5)先在常温条件下测量，然后在极限条件下重复测量。

注：常温条件指大气压为64～106kPa，温度为15～30℃，相对湿度为20%～85%。极限条件指厂家说明的最高和最低温度。图1.3.8发射机的频率误差测试

2.发射机的载频输出功率

发射机的载频输出功率是指发射机未调制射频供给标准输出负载的平均功率。

1)指标

按产品指标数值±1dB。

2)测试方法

(1)发射机天线端口按图1.3.9连接到输入阻抗为50Ω的射频功率计上。

(2)发射机不调制。

(3)开启发射机，记录射频功率计上显示的功率数值。

(4)先在常温条件下测量，然后在极限条件下测量。图1.3.9发射机载频输出功率测试

3．杂散发射

杂散发射是指除载频和伴随标称测试音调制边带以外的频率发射，用来测量任何离散频率传送到50Ω阻抗负载上的功率电平。

1)指标

在标称输出的负载上测量，当发射机载频功率小于或等于25W时，任何一个离散频率的杂散发射功率不得超过2.5μW。当发射机载频功率大于25W时，任何一个离散频率的杂散发射功率应低于发射载频功率70dB。

2)测试方法

(1)发射机杂散发射测试电路如图1.3.10所示，发射机的音频输入端接入音频振荡器，发射机天线端接入耦合器/衰减器后再接频谱分析仪。

(2)发射机不调制，打开发射机，记录载频电平，同时在30～2000MHz频段上选频测量(发射机工作频道和邻频道的功率除外)，并记录其杂散发射的电平。

(3)调整音频振荡器频率为1kHz，电平为发射机音频输入的标称值，重复步骤(2)中的测试。图1.3.10发射机杂散发射测试电路

4．最大允许频偏

频偏是指已调射频信号的瞬时频率和未调制载波频率之间的最大差值。最大允许频偏表示的是设备中规定的最大频偏数值。

1)指标

对于160MHz、450MHz、800MHz频段，通道间隔为25kHz的设备，最大允许频偏为5kHz。

2)测试方法

(1)如图1.3.11所示，发射机的音频输入端接入音频振荡器，发射机天线端接入耦合器/衰减器和频偏仪。图1.3.11发射机最大允许频偏测试

(2)调整音频振荡器输出频率为1kHz，电平为发射机音频输入端的标称值，则频偏仪的指示值为3kHz。

(3)增加音频振荡器的输出电平，比标称测试调制信号电平高20dB，记录频偏仪的指示值，此值应不超过最大允许频偏值。

(4)音频振荡器的输出电平保持不变，调整调制频率，使其从300Hz到3kHz，记录频偏仪的指示值，此值应不超过最大允许频偏值。

5.调制器的限幅特性

调制器的限幅特性表示发射机调制接近最大允许频偏的能力。

1)指标

信号频率为1kHz，电平比产生20%最大允许频偏高20dB，频偏应该在最大允许频偏的70%～100%之间。

(2)调整音频振荡器的输出频率为1kHz，调整音频振荡器的输出电平使频偏仪指示为lkHz。

(3)音频增加20dB，再一次测量频偏值。频偏值应该在3.5～5kHz之间。

(4)先在常温下测量，然后在极限条件下测量。

2)测试方法

(1)如图1.3.12所示，发射机的音频输入端接入音频振荡器，发射机天线端接入耦合器/衰减器和频偏仪。图1.3.12发射机调制器的限幅特性测试

6．发射机的邻频道功率

邻频道功率是规定音频调制的发射输出总功率的一部分，它落入工作在两个邻频道接收机的带内，它是调制、交流音、发射机杂音产生的平均功率的总和。

1)指标

对于160MHz、450MHz、800MHz频段，落在邻频道16kHz带内的功率应比载频功率低70dB(对于基台和车载台)、60dB(对于手持台)。

2)测试方法

(1)如图1.3.13所示，发射机的音频输入端接入音频振荡器，发射机天线端接上50Ω阻抗的可变衰减器和接收机，接收机中频输出再接电平指示器。图1.3.13发射机邻频道功率测试

(2)可变衰减器放在较大的衰减位置，使接收机的输出电平适中。

(3)调整音频振荡器输出频率为1250Hz，电平比发射机音频输入端的标称值(相当于频偏为3kHz)高20dB。

(4)接收机调到发射机的标称频率上，改变衰减器的衰减值，使电平指示器的指示值比接收机的杂音电平大5dB，记录此时衰减器位置值为pdB。

(5)接收机调到发射机的邻频道频率上，改变衰减器的衰减值，使电平指示器的指针不变，记录此衰减值为qdB。

(6)邻频道功率与载频功率之比是衰减器位置值p和q之差，因此邻频道功率采用与载频功率之比来确定。

(7)对另一邻频道功率重复测量。

7．发射机的音频响应

音频响应是指在调制信号电平不变，发射机频偏按照调制频率起变化时的特性。

1)指标

当调制频率在300Hz～3kHz之间变化时，调制信号电平不变，幅度变化限制在+l～-3dB范围之内。

2)测试方法

(1)发射机的音频输入端接入音频振荡器，发射机天线端接上耦合器/衰减器和频偏仪，如图1.3.14所示。

(2)调整音频振荡器输出频率为lkHz，调整音频振荡器的输出电平，使频偏仪指示为1kHz。图1.3.14发射机音频响应测试

8.发射机的谐波失真系数

已调制发射机的谐波失真系数用百分数来表示，表示线性解调后音频基带内全部谐波成分的有效值电压对信号的有效值电压之比。

当使用非线性失真仪测量时，失真仪测量值中包含交流声和杂音成分。

1)指标

谐波失真系数应不超过7%。

2)测试方法

(1)发射机的音频输入端接入音频振荡器，发射机天线端接上耦合器/衰减器，并带有300Hz以上的去加重特性的频偏仪和非线性失真仪(如图1.3.15所示)。图1.3.15发射机谐波失真系数测试

(2)在常温下测试，调制音频信号的频率分别为300Hz、500Hz、1kHz，使调制指数恒定不变(调制指数是指频偏对调制频率之比)，即调制频率为1kHz，产生的频偏为3kHz。分别记录非线性失真仪的指示数值，此值应小于7%。

(3)在极限实验条件下测量，调制音频信号频率为1kHz，频偏为3kHz，记录非线性失真仪的指示数值，此值应小于7%。

9．发射机相对音频互调产物的衰减

发射机相对音频互调产物的衰减是一个比值，是指测量频偏仪输出端希望输出信号之一的电平与发射机的非线性引起两个调制信号产生的不希望输出信号成分电平之差。

1)指标

音频互调产物一般由发射机输出级的非线性产生，互调衰减最少20dB。

2)测试方法

(1)测试设备连接如图1.3.16所示。图1.3.16发射机相对音频互调产物的衰减测试图1.3.17发射机残余调制测试

(2)调整音频振荡器的频率为1kHz，电平使发射机频偏为3kHz，记录电压表指示的音频信号电平。

(3)关掉音频振荡器，记录电压表指示残余音频输出信号的电平。

(4)计算步骤(2)与(3)的电平差，电平差为残余调制，此值应大于40dB。 1.4GPS接收机系统结构

1.4.1GPS的组成

GPS(全球定位系统)由空间卫星星座、地面监控系统和用户接收设备三大部分组成。

1．空间卫星星座

空间卫星星座由21颗工作卫星和3颗备用卫星(共24颗卫星)构成，如图1.4.1所示。图1.4.1GPS空间卫星星座

24颗卫星均匀分布在6个地心轨道平面内，每个轨道4颗卫星。卫星运行的轨道周期是半个恒星日，或者说11小时58分钟。各个轨道接近于圆形，而且沿赤道以60°间隔均匀分布，相对于赤道面的倾斜角为55°。轨道半径(即从地球质心到卫星的额定距离)大约为26600km。因此，同一观测站上，每天出现的卫星分布图形相同，只是每天提前约4min。地面观测者见到地平面上的卫星颗数随时间和地点的不同而异，最少为4颗，最多可达11颗。如果把卫星的运行轨道想象成一个“环”，把每条轨道打开，在一个平面上拉直，同样也将地球赤道想象成一个“环”，把它打开，在一个平面上拉直。每条卫星运行轨道的斜率表示相对于地球赤道平面的倾斜角，其额定值为55°。卫星运行轨道平面相对于地球的位置由升交点的经度来确定，而卫星在轨道平面内的位置由平均近点角来规定。升交点经度是每个卫星的运行轨道平面与赤道的交点。格林威治子午线是基准点，或者说此处升交点经度为0。平均近点角是在轨道内的每颗卫星以地球赤道为基准的角位置，在赤道上的点平均近点角为0。可以看出，在相邻轨道上的大部分卫星之间的相对相位大约为40°。以UTC(USNO)1993年7月1日00：00时的历元时间为基准用平面投影表示的卫星轨道如图1.4.2所示。图1.4.2GPS空间卫星星座的平面投影标记在轨道中的卫星有如下几种不同的方法：一种标记方法是给每个轨道平面分配一个字母(即A、B、C、D、E和F)，在一个平面内给每颗卫星分配一个由1到4的号码，如一颗称做“B3”的卫星指在轨道平面B内的第3号卫星；第二种标记方法是由美国空军分配的NAVSTAR卫星号码，标记采用空间载体的号码(SVN)，如SVN11指的是NAVSTAR11号卫星；第三种标记方法采用伪随机码(PRN)，每颗卫星的PRN码发生器结构是不同的，可产生不同版本的C/A码和P(Y)码，每一个卫星可用其产生的PRN码来识别。

2．地面监控系统

地面监控系统的主要任务是维护卫星和维持其正常功能。地面监控系统的主要功能包括：将卫星保持在正确的轨道位置上；监视星载分系统的运行状况；监视卫星的太阳能电池、电池的功率电平；更新每颗卫星的时钟、星历和历书，以及在导航电文中的其他指示量；判定卫星的异常；控制选择可用性(SA)和反欺骗(AS)，并在远端监视站作伪距和Δ伪距测量，以确定卫星时钟的校正量、历书和星历等。地面监控系统包括1个主控站、3个注入站、5个监测站和地面上行链天线，其分布如图1.4.3所示。主控站是地面控制/监视部分的中心，它位于美国科罗拉多州的科罗拉多喷泉城的Falcon空军基地。主控站除负责管理和协调整个地面监控系统的工作外，其主要任务是根据本站和其他监测站的所有跟踪观测数据，计算各卫星的轨道参数、钟差参数以及大气层的修正参数，编制成导航电文并传送至各注入站。主控站还负责调整偏离轨道的卫星，使之沿预定轨道运行。必要时启用备用卫星来代替失效的工作卫星。图1.4.3GPS卫星的地面监控站分布全球共有5个监测站，分布在美国本土和三大洋的美军基地上，主要任务是为主控站提供卫星的观测数据。监测站是一个数据自动采集中心，监测站包含双频(L1/L2)GPS接收机，接收机天线的相位中心位置是精确已知的。每个监测站均用GPS接收机对视界内的每颗卫星进行连续观测，将所有观测数据连同气象数据传送到主控站，用以更新主控站的精密卡尔曼滤波器对每颗卫星位置、速度和时间(PVT)的统计估计值。

3个注入站分别设在南大西洋的阿松森群岛、印度洋的狄哥伽西亚岛和南太平洋的卡瓦加兰岛。注入站的主要任务是将主控站发来的导航电文注入到相应卫星的存储器中，每天注入3～4次。此外，注入站能自动向主控站发射信号，每分钟报告一次自己的工作状态。全球共有3个地面天线站，分别与3个监测站重合。主控站通过地面上行链天线设施对卫星进行指挥和控制，并向卫星上行加载导航电文和其他数据。地面上行天线设施存储和上行加载TI＆C(电报、跟踪和指挥)数据。主控站为每一颗卫星准备好一组独特的TI＆C数据(包含导航电文)。这些数据从主控站送到地面天线，并在那里存储起来，直到特定的卫星进入视界为止。一旦卫星进入视界，使用S波段数据通信上行链就将数据发送至卫星。在阿松森群岛、卡瓦加兰岛、狄哥伽西亚岛和卡纳维拉尔角，地面天线与监测站设在同一场地，选择这些场地是因为要使卫星覆盖范围最大。

3．用户接收设备(GPS接收机)

用户接收设备通常称做GPS接收机，它处理由卫星发射来的L波段信号，以确定用户的PVT(位置、速度和时间)。GPS接收机要求能迅速捕获按一定卫星截止高度角所选择的待测卫星信号，并跟踪这些卫星的运行，对所接收到的卫星信号进行变换、放大和处理，以便测定出GPS信号从卫星到接收天线的传播时间，解译出GPS卫星所发送的导航电文，实时地计算出监测站的三维坐标、三维速度和时间等所需数据。

GPS接收机可分为天线单元和接收单元两大部分。一般将两个单元分别装备成两个独立的部件，观测时将天线单元置于观测站上，将接收单元置于观测站附近适当的地方，两者之间用电缆线连成一个整机。也有的将天线单元和接收单元制成一个整体，观测时将其安置在观测站点上。天线单元由接收天线和前置放大器两个部分组成。接收天线大多采用全向天线，可接收来自任何方向的GPS信号，并将电磁波能量转化为变化规律相同的电流信号。前置放大器可将极微弱的GPS电流信号予以放大。

接收单元的核心部件是信号通道和微处理器。信号通道主要有平方型和相关型两种形式，所具有的信号通道数目从1至24个不等。利用多个通道同时对多个卫星进行观测，可实现快速定位。接收机所采集的定位数据采用存储器存储，以供后处理之用。微处理器具有各种数据处理软件，能选择合适的卫星进行测量，以获得最佳的几何图形，能根据观测值及卫星星历进行平差计算，求得所需的定位信息。软件也是GPS接收机的重要组成部分，软件包括内置软件和应用软件两部分。内置软件控制接收机的信号通道，按时序对各卫星信号进行测量和处理；控制微处理器自动操作，并与外设进行接口。这类软件已和接收机融为一体，内存或固化在GPS接收机的存储器中。应用软件主要指对观测数据进行后处理的一些软件系统，要求功能齐全，能够改善PVT精度，提高作业效率，方便用户使用，满足用户的多方面要求，开拓新的应用领域。软件的质量与功能已经成为反映GPS接收机性能的一个重要指标。1.4.2GPS接收机电路结构

1．GPS接收机的基本构成

GPS接收机的基本构成如图1.4.4所示，它由天线单元(有源或者无源)和接收单元两部分组成。

卫星信号是通过天线接收到的，天线单元由接收天线和前置放大器组成。天线为右圆极化(RHCP)形式，典型的覆盖范围是160°，其增益变化在天顶约为2.5dBic，在仰角10°时近于1dBic(RHCP天线的单位增益也可以相对于全向圆极化天线表示为0dBic = 0dB)，在10°以下增益一般为负。由于卫星信号是RHCP，因此适合于用圆锥螺旋天线或其变形(如定向天线、偶极子天线、微带天线、螺旋天线等)。图1.4.4GPS接收机的基本构成在L1和L2上跟踪P(Y)码的GPS接收机需要同时在两个频率上具有20.46MHz的带宽。如果GPS接收机只跟踪L1上的C/A码，则天线(和接收机)必须有至少2.046MHz的带宽。天线的形式有多种，如螺旋线、薄的微带(即片状)等。在宽动态下的飞机倾向使用薄剖面的、低空气阻力的片状天线，而陆上的运载体(如汽车)可允许较大外形的天线。选择天线时需要考虑的参数有天线增益场形、可用的安装面积、空气动力性能、多径性能、无线电相位中心的稳定度和抗干扰性等。某些军用飞机使用波束控制或自适应调零天线来抵制干扰。波束控制技术用电子的方法将天线增益集中在卫星的方向上以使链路的容量最大。自适应调零天线是电子可调的，在天线方向图中，在干扰源(任何电子辐射，不管是来自“朋友”或敌对方的，只要干扰了GPS信号的接收和处理，均视为干扰源)方向上建立零点。接收单元包括信号通道单元、存储单元、计算和显示单元、电源四部分，其中主要部分是信号通道单元，通常由硬件和软件组成，每一通道在某一时刻只能跟踪一颗卫星，当此卫星被锁定后便占据该通道，直到失锁为止。目前GPS接收机广泛应用并行多通道技术，即一个GPS接收机可同时跟踪多颗卫星，同时锁定多颗卫星，这大大缩短了确定卫星PVT的时间。

在接收单元，GPS射频信号被下变频到中频(IF)，利用模/数转换器(A/D)对IF信号采样和数字化。基带处理器对接收机进行控制，包括信号的截获、信号跟踪和数据采集。此外，基带处理器也可以由接收机测量值形成PVT解。在一些应用中，也可用专门的微处理器同时完成PVT计算和相关联的导航功能。大多数处理器在1Hz的基础上提供独立的PVT解。然而，用做飞机自动着陆和其他宽动态应用的接收机至少需要以5Hz的速率计算独立的PVT解。格式化的PVT解和其他与导航有关的数据送至I/O端口。

I/O端口是GPS接收机和用户之间的接口。I/O端口有两种基本类型：整装的和外置的。对于许多应用来说，I/O端口是一个控制显示单元(CDU)。CDU允许操作员进行数据输入，显示状况和导航解参数，一般还有许多导航功能比如输入航路点、待航时间等。大多数手持式设备都有整装的CDU，其他设备(比如那些机载或船载设备)的I/O有可能是集成在已有的仪器或控制面板上的。除了到用户和操作员的接口之外，在与其他传感器(例如惯导)组合使用时要求有数字数据接口以输入和输出数据。通用接口用ARINC429、MIL-STD-1553B、RS-232和RS-422。电源可能是整装的、外接的或者是两者结合的。在整装或自备实现方式(比如手持式移动设备)中，一般使用电池供电。在集成方式应用中(比如装在个人计算机的接收机板上)，一般用已有的电源。机载、车载和船载GPS设备一般用平台的电源，然而GPS接收机一般都具有内置的电源变换器(交流变直流或直流变直流)和电压调节器。接收机内置电池用以在平台电源断电时维持存储在RAM中的数据和运行内置的实时时钟。

常用的一些GPS接收机类型如表1.4.1所示。

2．SPS接收机

GPS接收机可分为两种基本类型：同时跟踪P(Y)码和C/A码的GPS接收机以及仅跟踪C/A码的GPS接收机。

PPS接收机同时在L1和L2上跟踪P(Y)码，PPS接收机初始工作时在L1上跟踪C/A码，然后转换到在L1和L2上跟踪P(Y)码。Y码跟踪仅仅在加密单元的辅助下才能产生。SPS接收机只跟踪L1上的C/A码。在这两种基本接收机类型中，还有其他一些变形，比如无码L2跟踪接收机，这种接收机跟踪L1上的C/A码，并能同时跟踪L1和L2频率上的载波相位。利用载波相位作为测量点，测量精度能够达到厘米级(甚至毫米级)。大多数接收机有多个通道，每一个通道跟踪来自一颗卫星的发射信号。一个多通道SPS接收机的组成如图1.4.5所示。通常采用一个无源的带通滤波器对所接收到的射频卫星信号进行滤波，以减小带外射频干扰。通过LNA(低噪声放大器)放大后，射频信号下变频到中频(IF)。模/数转换器(ADC)对IF信号进行采样，A/D采样速率在典型情况下为PRN基码速率的8～12倍(对于L1C/A码PRN速率为1.023MHz，对于L1和L2P(Y)码为10.23MHz)。最小采样速率是码的截止带宽的2倍，以满足奈奎斯特判定要求。对于只接收L1C/A码的接收机，截止带宽大于2MHz，而对于接收P(Y)码的接收机，截止带宽大于20MHz。过采样会降低接收机对于A/D量化噪声的敏感度，因而减少了在A/D变换器中所需的位数。采样送到数字信号处理器(DSP)中，DSP包含N个并行通道，以同时跟踪来自最多达N颗卫星的载频和码(N一般在5～12之间)。每个通道中包含码和载波跟踪环，以完成码和载波相位测量，以及导航电文数据的解调。通道可以计算3种不同类型的测量值：伪距、Δ距离(有时称做Δ伪距)和积分多普勒。所希望的测量值和解调后的导航消息数据送至基带处理器。基带处理器对接收机信号的截获、跟踪和数据采集进行控制，并处理接收机测量值形成PVT解。在一些应用中，也可用专门的微处理器同时完成PVT计算和相关联的导航功能。图1.4.5一个多通道SPS接收机的组成

3．数字GPS接收机

一个数字GPS接收机的构成如图1.4.6所示。世界上所有卫星的GPS射频(RF)信号被右圆极化(RHCP)天线接收，经前置低噪声放大器(LNA)放大，接收机的噪声系数与LNA有关。通常在天线和LNA之间设置一个无源带通滤波器，以降低带外射频干扰。这些被放大的射频信号与来自本机振荡器(LO)的信号混频下变频到中频(IF)。本地振荡器的频率是根据接收机的频率设计，由基准振荡器经频率合成器产生的。每一级下变频器需要一个本地振荡器信号。下变频可采用两级下变频、一级下变频形式，甚至可直接在L频段进行数字采样。本地振荡器信号在混频过程中会同时产生上边带和下边带信号，因此在混频器之后，采用带通滤波器选择下边带信号，而滤去上边带信号，获得下变频到中频(IF)的信号。图1.4.6一个数字GPS接收机的构成通过模/数转换(A/D)数字化了的中频(IF)信号输入到N个