《电子测量技术基础》课件第7章

第7章电压测量7.1电压测量概述7.2模拟式直流电压测量7.3交流电压的表征和测量方法7.4低频交流电压测量7.5高频交流电压测量7.6脉冲电压测量7.7电压的数字式测量小结

7.1电压测量概述

7.1.1电压测量的重要性

电压是一个基本物理量，是集总电路中表征电信号能量的三个基本参数(电压、电流、功率)之一。电压测量是电子测量中的基本内容。7.1.2电压测量的特点

(1)测量频率范围广。

(2)测量幅度范围宽。

(3)测量信号波形多样。

(4)对被测电路的输出阻抗变化适应性较好。

(5)测量精度不高。

(6)易受外界干扰。图7.1-1电压表测量电压及其等效电路7.1.3电压测量仪器的分类

1.按显示方式分类

电压测量仪器主要指各类电压表。在一般工频(50Hz)和要求不高的低频(低于几十千赫兹)测量时，可使用一般万用表电压挡，其他情况大都使用电子电压表。按显示方式不同，电子电压表分为模拟式电子电压表和数字式电子电压表。前者以模拟式电表显示测量结果，后者用数字显示器显示测量结果。

2.模拟式电压表分类

(1)按测量功能分类：

(2)按工作频段分类：

(3)按测量电压量级分类：

(4)按电压测量准确度等级分类：

(5)按刻度特性分类：

3.数字式电压表分类

数字式电压表目前尚无统一的分类标准。一般按测量功能分为直流数字电压表和交流数字电压表。交流数字电压表按其AC/DC变换原理分为峰值交流数字电压表、平均值交流

数字电压表和有效值交流数字电压表。

数字式电压表的技术指标较多，包括准确度、基本误差、工作误差、分辨力、读数稳定度、输入阻抗、输入零电流、带宽、串模干扰抑制比(SMR)、共模干扰抑制比(CMR)、波峰因数等30项指标。7.2模拟式直流电压测量

7.2.1动圈式电压表

图7.2-1是动圈式电压表示意图。图中，虚线框内为一直流动圈式高灵敏度电流表，内阻为Re，满偏电流(或满度电流)为Im，若作为直流电压表，则满度电压为

Um=Re·Im

(7.2-1)例如满偏电流为50μA，电流表内阻为20kΩ，则满偏电压为1V。为了扩大量程，通常串接若干个倍压电阻，如图7.2-1中的R1、R2、R3。这样除了不串接倍压电阻的最小电压量程U0外，又增加了U1、U2、U3三个电压量程，不难计算出三个倍压电阻的阻值分别为

(7.2-2)图7.2-1直流电压表电路

【例7.2-1】在图7.2-2中，虚线框内表示高输出电阻的被测电路，电压表的“Ω/V”数为20kΩ/V，分别用5V量程和25V量程测量端电压Ux，分析电压表输入电阻的影响并用公式计算来消除负载效应对测量结果的影响。图7.2-2测量高输出电阻电路的直流电压

解：如果是理想情况，则电压表内阻RV应为无穷大，此时电压表示值Ux与被测电压实际值E0相等，即

Ux=E0=5V

当电压表输入电阻为RV时，电压表测得值为

(7.2-3)相对误差为

(7.2-4)将有关数据值代入式(7.2-3)和式(7.2-4)，可得：

5V电压挡：

25V电压挡：由此不难看出，电压表输入电阻尤其是低电压挡时输入电阻对测量结果的影响还是相当严重的。

根据式(7.2-3)我们可以推导出消除负载效应影响的计算公式，进而计算出待测电压的近似值：

(7.2-5)同理可得：

(7.2-6)

因此解出

(7.2-7)

式中：

(7.2-8)因此，如果用内阻不同的两只电压表，或者同一电压表的不同电压挡(此时k=RV2/RV1，即等于电压量程之比)，则根据式(7.2-7)和式(7.2-8)即可由两次测得值得到近似的实际值E0。例如将本题中有关数据代入式(7.2-7)，可得待测电压近似值为7.2.2电子电压表

1.电子电压表的原理

电子电压表中，通常使用高输入阻抗的场效应管(FET)源极跟随器或真空三极管阴极跟随器以提高电压表输入阻抗，后接放大器以提高电压表灵敏度。当需要测量高直流电压时，输入端接入分压电路。分压电路的接入将使输入电阻有所降低，但只要分压电阻取值较大，仍然可以使输入电阻较动圈式电压表的内阻大得多。图7.2-3是这种电子电压表的示意图。图7.2-3电子电压表框图图7.2-4是MF-65集成运放电压表的原理图。在3.3节中我们曾对运放进行过理想化处理和分析。当运放开环放大系数A足够大时，可以认为ΔU≈0(虚短路)，“+”、“-”输入端的Ii

≈0(虚断路)，因而有

UF≈Ui

IF≈I0

所以

(7.2-9)分压器和电压跟随器的作用使Ui正比于待测电压Ux，设

Ui=kUx

因而

(7.2-10)

即流过电流表的电流I0与被测电压成正比，只要分压系数和RF足够精确和稳定，就可以获得良好的准确度。因此，各分压电阻及反馈电阻RF都要使用精密电阻。图7.2-4集成运放电压表的原理图

2.调制式直流放大器

在上述使用直流放大器的电子电压表中，直流放大器的零点漂移限制了电压表灵敏度的提高，为此，电子电压表中常采用调制式放大器代替直流放大器以抑制漂移，这可使电子电压表测量微伏量级的电压。调制式直流放大器的原理图如图7.2-5所示。图7.2-5调制式直流放大器的原理图调制器和解调器实质上是一对同步开关，开关控制信号由振荡器提供。调制器的工作原理及各点波形如图7.2-6所示。图7.2-6调制器的工作原理及各点波形图7.2-7解调器的工作原理和各点波形

7.3交流电压的表征和测量方法

7.3.1交流电压的表征

1.峰值

周期性交变电压u(t)在一个周期内偏离零电平的最大值称为峰值，用Up表示，正、负峰值不等时分别用Up+和Up-表示，如图7.3-1(a)所示。u(t)在一个周期内偏离直流分量U0的最大值称为幅值或振幅，用Um表示，正、负幅值不等时分别用Um+和Um-表示，如图7.3-1(b)所示，图中U0=0，且正、负幅值相等。

2.平均值

u(t)的平均值U的数学定义为

(7.3-1)

按照这个定义，U

实质上就是周期性电压的直流分量U0，如图7.3-1(a)中虚线所示。在电子测量中，平均值通常指交流电压检波(也称整流)以后的平均值，又可分为半波整流平均值(简称半波平均值)和全波整流平均值(简称全波平均值)，如图7.3-2所示。其中，图(a)为未检波前的电压波形，图(b)、图(c)分别为半波整流和全波整流后的波形。全波平均值定义为

(7.3-2)图7.3-1交流电压的峰值与幅值图7.3-2半波和全波整流

3.有效值

在电工理论中曾定义：某一交流电压的有效值等于这样一个直流电压的数值U，即当该交流电压和数值为U的直流电压分别施加于同一个电阻上时，在一个周期内两者消耗的电能相等，用数学式可表示为

(7.3-3)

4.波形因数、波峰因数

交流电压的有效值、平均值和峰值间有一定的关系，可分别用波形因数(或称波形系数)及波峰因数(或称波峰系数)表示。

波形因数KF定义为该电压的有效值与平均值之比，即

(7.3-4)

波峰因数Kp定义为该电压的峰值与有效值之比，即

(7.3-5)7.3.2交流电压的测量方法

1.交流电压测量的基本原理

测量交流电压的方法很多，依据的原理也不同。其中最主要的是利用交流/直流(AC/DC)转换电路将交流电压转换成直流电压，然后接到直流电压表上进行测量。根据AC/DC转

换器的类型，可分成检波法和热电转换法。根据检波特性的不同，检波法又可分成平均值检波、峰值检波、有效值检波等。

2.模拟交流电压表的主要类型

1)检波-放大式

在直流放大器前面接上检波器，就构成了如图7.3-3所示的检波-放大式电压表。图7.3-3检波-放大式电压表框图

2)放大-检波式

当被测电压过低时，直接进行检波误差会显著增大。为了提高交流电压表的测量灵敏度，可先将被测电压进行放大，而后检波和推动直流电表显示，于是构成图7.3-4所示

的放大-检波式电压表。图7.3-4放大-检波式电压表框图

3)调制式

在前面分析直流电压表时即已说明，为了减小直流放大器的零点漂移对测量结果的影响，可采用调制式放大器替代一般的直流放大器，这就构成了图7.3-5所示的调制式电压表。图7.3-5调制式电压表框图

4)外差式

检波二极管的非线性限制了检波-放大式电压表的灵敏度，因此虽然其频率范围较宽，但测量灵敏度一般仅达到mV级。对于放大-检波式电压表，由于受到放大器增益与

带宽矛盾的限制，虽然灵敏度可以提高，但频率范围较窄，一般在10MHz以下。同时用这两种方式测量电压时，都会

由于干扰和噪声的影响而妨碍了灵敏度的提高。外差式电压测量法在相当大的程度上解决了上述矛盾。其原理框图如图7.3-6所示。图7.3-6外差式电压表框图

5)热偶变换式

热偶元件又称热电偶，是由两种不同材料的导体所构成的具有热电现象的元件，如图7.3-7所示。图7.3-7热电偶原理图在实际热偶式电压表中，为了克服直流电流与被测电压有效值的非线性关系(I∝kU2x)，利用两个性能相同的热电偶构成热电偶桥，称为双热偶变换器，其原理如图7.3-8所示。图7.3-8热电偶式电压表框图

6)其他方式

交流电压表还有其他一些方式，例如锁相同步检波式、取样式、测热电桥式等。锁相同步检波式利用同步检波原理，滤除噪声，削弱干扰，它适用于被噪声、干扰淹没情况下电压信号的检测。取样式实质上是一种频率变换技术，利用取样信号中含有被取样信号的幅度信息(随机取样)或者含有被取样信号的幅度、相位信息(相关取样)，将高频被测电压信号变换成低频电压信号进行测量。7.4低频交流电压测量

7.4.1均值电压表

1.平均值检波器的原理

平均值检波器的基本电路如图7.4-1(a)所示，4只性能相同的二极管构成桥式全波整流电路，图(c)是其等效电路，整流后的波形为|ux|，整流器可等效为Rs串联一电压源|ux|，Rm为电流表内阻，C为滤波电容，滤除交流成分。将|ux|用傅

里叶级数展开，其直流分量为

(7.4-1)恰为其整流平均值，加在表头上，流过表头的电流I0正比于U，即正比于全波整流平均值。|ux|傅里叶展开式中的基波和各高次谐波均被并接在表头上的电容C旁路而不流过表头，因此，流过表头的仅是和平均值成正比的直流电流I0。为了改善整流二极管的非线性，实际电压表中也常使用图

(b)所示的半桥式整流器。图7.4-1平均值检波器

2.检波灵敏度

表征均值检波器工作特性的一个重要参数是检波灵敏度Sd，定义为

(7.4-2)

对于图7.4-1(a)所示的全波桥式整流器，可导出：

(7.4-3)若ux(t)=Umsinωt，则根据表7.3-1有

(7.4-4)

所以

(7.4-5)

3.输入阻抗

可以证明，对于图7.4-1(a)所示的均值整流器，其输入阻抗

(7.4-6)

仍设Rd=500Ω，Rm=1kΩ(这是常规的数值)，则Ri约为1.8kΩ，可见均值检波器输入阻抗很低。

4.均值电压表

由于均值检波器的检波灵敏度具有非线性特性且输入阻抗过低，因此以均值检波器为AC/DC变换器的均值电压表一般都设计成放大-检波器，如图7.3-4所示。放大器的主要作用是放大被测电压，提高测量灵敏度，使检波器工作在线性区域，同时它的高输入阻抗可以大大减小负载效应。图7.4-2JB-1B型电压表的原理图图7.4-3DA-16型均值电压表的结构原理7.4.2波形换算

前已叙述，电压表度盘是以正弦波的有效值定度的，而均值检波器的输出(即流过电流表的电流)与被测信号电压的平均值成线性关系，为此有

(7.4-7)式中，Ua为电压表示值；U

为被测电压平均值；Ka称为定度系数。由于交流电压表是以正弦波有效值定度的，因此对于全波检波(整流)电路构成的均值电压表，定度系数Ka就等于正弦信号的波形因数，即

(7.4-8)如果被测信号为正弦波形，则电压表示值就是被测电压的有效值。如果被测信号是非正弦波形，那么需进行“波形换算”，由示值和被测信号的具体波形推算出被测信号的数值。具体方法是：由式(7.4-7)可知，若电压表表头示值Ua相等，则平均值U

也相等。因此可以由式(7.4-7)、式(7.4-8)得到任意波形电压的平均值：

(7.4-9)再由波形系数KF定义：

(7.4-10)

得到任意波形电压的有效值为

(7.4-11)

【例7.4-1】用全波整流均值电压表分别测量正弦波、三角波和方波，若电压表示值均为10V，那么被测电压的有效值各为多少?

解：对于正弦波，由于电压表本来就是按其有效值定度的，即电压表的示值就是正弦波的有效值，因此正弦波的有效值为

U=Ua=10V

对于三角波，查表7.3-1，其波形系数KF=1.15，所以有效值为

对于方波，查表7.3-1，其波形系数KF=1，所以有效值为显然，如果被测电压不是正弦波形，则直接将电压表示值作为被测电压的有效值，这必将带来较大的误差，通常称作“波形误差”。由式(7.4-11)可以得到波形误差的计算公式为

(7.4-12)仍以例7.4-1中的三角波和方波为例，如果直接将电压表示值Ua=10V作为其有效值，则可以得到波形误差分别如下：

三角波：

方波：

7.4.3均值检波器误差

均值电压表的误差包括下列因素：直流微安表本身的误差，检波二极管老化、变质、不对称带来的误差，超过频率范围时二极管分布参数带来的误差(频响误差)以及波形误差。图7.4-4均值检波器高频等效电路7.4.4有效值检波器

7.3节已介绍了电压有效值的定义：

(7.4-13)

1.二极管平方律检波式

半导体二极管在其正向特性的起始部分具有近似的平方律关系，如图7.4-5所示。图中，E0为偏置电压，当信号电压ux较小时，有

(7.4-14)由于电容C具有积分(滤波)作用，因此流过微安表的电流正比于i的平均值I

，即

(7.4-15)式中，kE20是静态工作点电流，可以设法将其抵消(见参考文献［3］，7.4节)；Ux为ux(t)的平均值，对于正弦波，等周期对称电压Ux=0；Uxrms为ux(t)的有效值U。这样流经微安表的电流为

(7.4-16)

从而实现了有效值的转换。图7.4-5二极管的平方律特性

2.分段逼近检波式

图7.4-6画出了分段逼近式有效值检波电路(见图(b))及其平方律伏安特性(见图(a))。其工作原理如下所述。图7.4-6平方律伏安特性和二极管链式电路

3.模拟计算式

由于电子技术的发展，利用集成乘法器、积分器、开方器等实现电压有效值测量是有效值测量的一种新形式，其原理如图7.4-7所示。图7.4-7模拟计算式有效值电压表原理7.4.5分贝值的测量

测量实践中，常常用分贝值来表示放大器的增益、噪声电平、音响设备等有关参数。第1章中曾介绍过分贝的概念，实际上分贝值就是被测量对某一同类基准量比值的对数值。例如电压Ux的分贝值Ux(dB)为

(7.4-17)

式中，Us为基准电压。一般规定以Zs=600Ω上产生Ps=1mW的功率为基准，相应基准电压为图7.4-8分贝刻度的读法

【例7.4-2】用1.5V量程测电压，Ux=1.38V，问对应的分贝值。

解：

即此时该表指针指向+5dB处。

【例7.4-3】用MF-20的30V电压量程测得电压

Ux=27.5V，其分贝值为多少?

解：但此时MF-20表针指出的分贝值为+5dB，显然这不是

Ux的分贝值。原因在于：MF-20多用表的电压基本量程是0~1.5V，表盘上的分贝值与该量程上电压值相对应。当使

用30V量程时，在该表的可变量程分压器的分压比为30/1.5=20，因此加在后面电压表表头上的电压是衰减20倍

的被测电压，或者说实际被测电压应是加在表头上电压的

20倍。设表头上电压为Ux′，则实际被测电压为Ux=20Ux′,写成分贝形式为

(7.4-18)

【例7.4-4】用MF-20的300mV挡测电压，表针指在-10dB处，被测电压的分贝值为多少?

解：由图7.4-8左侧表格知，使用300mV挡时，被测电压的分贝值应是表盘上指针指出的分贝值减去14dB，所以被测电压

Ux(dB)=-10－14=－24dB

由此可见，对MF-20，仅当使用1.5V挡时，才能直接读取分贝值，使用其他电压挡时，都应进行相应的换算。

7.5高频交流电压测量

7.5.1峰值检波器

1.串联式峰值检波器

图7.5-1是串联式峰值检波器的原理图及检波波形。元件参数满足：

(7.5-1)图7.5-1串联式峰值检波器的原理图及检波波形式中，Tmax、Tmin分别表示被测信号的最大周期和最小周期，Rd包括二极管正向导通电阻RD及被测电路的等效信号源内阻Rx。在被测电压ux的正半周，二极管VD导通，电压源通过它对电容C充电，由于充电时常数RdC非常小，因此电容C上的电压迅速达到ux峰值Up。在ux负半周，二极管VD截止，电容C通过电阻R放电，由于放电时常数RC很大，因此电容上

电压跌落很小，从而使得其平均值UC或UR始终接近ux的峰值，即UC=UR≈Up，如图7.5-1(b)所示。实际上检波器输出电压平均值UC略小于Up，即kd表示峰值检波器的检波系数，有

(7.5-2)

显然，kd略小于1。

在图7.5-1(a)中若把二极管VD反接，则可以测得ux的负

峰值。

2.双峰值检波器

将两个串联式检波电路结合在一起，就构成了图7.5-2所示的双峰值检波电路。由上面的分析不难判断，C1或R1上的平均电压近似于ux的正峰值Up+，C2或R2上的平均电压近似于ux的负峰值Up-，检波器输出电压U0≈Up++Up-，即输出电压近似等于被测电压的峰-峰值。HFJ-8型超高频毫伏表的高频探头内就装了一个双峰值检波器，如图7.5-3所示。图7.5-2双峰值检波电路图7.5-3HFJ-8型超高频毫伏表检波电路

3.并联式检波器

图7.5-4(a)、(b)分别画出了并联式峰值检波电路和电路达稳态时的检波波形，元件参数仍然满足式(7.5-1)的条件。在ux正半周，ux通过二极管VD迅速给电容C充电，在ux负半周，电容上电压经过电压源及R缓慢放电，电容C上平均电压接近ux峰值，因此电阻R上的电压如图(b)中uR所示，滤除高频分量，其平均值UR等于电容上的平均电压，近似等于ux峰值，即|UR|=|UC|≈Up。图7.5-4并联式峰值检波电路及波形

4.倍压式峰值检波器

为了提高检波器输出的电压，实际电压表中还采用图7.5-5(a)所示的倍压式峰值检波器。在ux负半周，电压源经过VD1向C1充电，uC1迅速达到ux峰值。ux正半周，uC1和ux串联后经过VD2向C2充电，C2上的电压uC2迅速达到uC1+ux的峰值，由于RC2>>Tmax，因此放电非常缓慢，R上电压下降不大，近似等于ux峰值的两倍，即UR≈2Up，如图(b)所示。图7.5-5倍压式峰值检波电路及波形

DA22型和DA36型等超高频毫伏表的高频探测器(高频

探头)内安装的就是倍压式峰值检波器。图7.5-6中，R3、C3组成低通滤波器，滤除C2上的电压波纹。DA22型高频毫伏表的频率范围为5kHz~300MHz，测量电压范围为200μV

~3V。图7.5-6DA36型检波探测器7.5.2误差分析

1.理论误差

由前面的分析可知，峰值检波器输出电压的平均值略小于被测电压的峰值，即式(7.5-2)中的检波系数kd略小于1，实际数值与充电、放电时常数有关。对于正弦波，由数学分析可得到理论误差为

(7.5-3)

2.频率误差

在低频情况下，由于Tmax加大，因此放电时间变长，

UC下降增多，因而造成低频误差，理论分析得知低频误差为

(7.5-4)

虽然峰值检波式电压表比较适用于高频测量，但高频时分布参数的影响加大也会带来高频误差。模拟电压表中的“频率特性误差”(又称频率影响误差)

δfx反映了电压表的频率误差，它定义为电压表在工作频率范围内各频率点的电压测量值相对于基准频率的电压测量值的误差：

(7.5-5)

3.波形误差

和其他程式电压表一样，峰值电压表也是按正弦波有效值来定度的。对于正弦波，电压表示值即为其有效值；对于其他非正弦波，可利用表7.3-1给出的波峰系数进行换算才能

得到有效值；对于那些不能通过波峰系数进行波形换算的被测信号，只好将电压表示值作为其近似的有效值，这样就带来了较大的波形误差。此外，根据式(7.5-2)，峰值检波器的输出与检波系数kd有关，不同波形的信号和正弦波相比，kd是有差异的，这也带来了波形误差。

【例7.5-1】图7.5-7是用峰值检波器测量脉冲电压的示意图，求测量误差。图7.5-7峰值检波器的测量误差

解：图7.5-7(a)中Rd包括二极管正向导通电阻和电压源等效内阻，R为检波器等效负载，电容器C在二极管导通的区间充电，充电电荷量为

电容器C在脉冲休止(VD截止)区间通过等效负载R放电，放电电荷量为在电路动态平衡后，Q1=Q2，并考虑R>>Rd，所以由上面两式可解得

(7.5-6)

由式(7.5-6)求得测量误差(示值相对误差)为

(7.5-7)将式(7.5-6)代入式(7.5-7)，得

(7.5-8)

由式(7.5-8)不难看出，测量误差不仅与检波器参数有关，还与波形有关。

作为数字例子，设例中Rd=1500Ω，R=20MΩ，

Tw=10μs，T=10ms(占空系数为1/1000)，可得到测量误差为7.5.3波形换算

1.定度

电压表示值Ua与峰值检波器输出Up满足：

(7.5-9)

式中，ka称为定度系数。由于电压表以正弦波有效值定度，因此

(7.5-10)

2.波形换算

当被测电压为非正弦波时，应进行波形换算才能得到被测电压的有效值。波形换算的原理是：示值Ua相等，则峰值Up也相等，由式(7.5-9)和式(7.5-10)得峰值为

(7.5-11)

再由表7.3-1给出的波峰因数Kp=Up/U得到有效值为

(7.5-12)

【例7.5-2】用峰值电压表分别测量正弦波、三角波和方波，电压表均指在10V位置，三种波形被测信号的峰值和有效值各为多少?

解：根据示值相等峰值也相等的原理和式(7.5-11)可知三种波形的电压峰值Up都为

因为电压表就是以正弦波的有效值定度的，因此正弦

波的有效值就是电压表表针的指示值，即正弦波的有效值U=10V。对于三角波，根据式(7.5-12)并查表7.3-1知Kp=1.73，所以有效值

对于方波，波峰系数Kp=1，因此有效值为

U=Up=10V

7.6脉冲电压测量

7.6.1用示波器测量脉冲电压

1.直接测量法

直接测量法也称灵敏度换算法。它是将被测电压信号接在示波器Y(垂直)通道，根据示波管荧光屏上电压波形的高度及Y轴偏转因数，直接计算出脉冲峰值：

Up=d·H

(7.6-1)

【例7.6-1】用SR-8型示波器测量脉冲电压。Y轴微调已置校正位，开关“V/div”置0.2处，探极衰减10倍，脉冲在荧光屏上高度H=1.4div(格)，求被测电压峰值(实际上是

峰-峰值)。

解：由于探极已将信号衰减10倍(为了方便，写为k1=10)，因此脉冲电压的峰-峰值：

【例7.6-2】用SBM-14型示波器测量脉冲电压峰-峰值。波形高度H=3div，开关“V/div”置0.2处，探极衰减k1=10，“倍率”置×5位(k2=5，信号放大5倍后接入Y偏转通道)，求被测电压的峰-峰值。

解：

2.比较测量法

比较测量法就是用已知电压值(一般为峰-峰值)的信号(一般为方波)与被测信号电压波形比较而求得被测电压值。设在保持输入衰减和Y轴增益不变的情况下，被测信号和标准信号在荧光屏上的高度分别为H1、H2，标准信号的峰-峰值为Usp-p，则被测电压峰-峰值为

(7.6-2)

7.6.2用脉冲电压表测量脉冲电压

1.脉冲保持型电压表

在7.5节曾分析过峰值电压表测量脉冲电压的误差(见式(7.5-8))，其主要原因是在脉冲期间充电时常数不够小而使电容上的电压充不到脉冲峰值，在脉冲休止期间放电时常数不

够大而使原充电电压降落过多，从而使电容上电压的平均值UC小于脉冲峰值Up。图7.6-1脉冲保持电路及波形

2.补偿式脉冲电压表

图7.6-2是一种补偿式脉冲电压表。图7.6-2补偿式脉冲电压表

3.高压脉冲电压表

在雷达发射机等设备的测试中，会碰到高达万伏的高压脉冲，除利用电容分压法使用示波器测试外，还可以使用高压脉冲电压表进行测量。图7.6-3是用充放电法测高压脉冲

的原理示意图。图7.6-3用充放电法测高压脉冲

7.7电压的数字式测量

7.7.1概述

模拟式电压表直接从指针式显示仪表的表盘上读取测量结果。“模拟”的含义是指随着被测电压的连续变化，表头指针的偏转角度也连续变化。模拟式电压表结构简单，价格低

廉，交流模拟式电压表的频率范围比较宽，因而在电压测量尤其是高频电压测量中得到了广泛应用。但由于表头误差和读数误差的限制，模拟式电压表的灵敏度和精度不高。由于电子技术、计算技术、半导体技术的发展，数字式仪表的绝大部分电路都已集成化，又因为摆脱了笨重的指针式表头，所以数字式仪表显得格外精巧、轻便。更主要的是，它具有下列模拟式仪表所不能比拟的优点。

(1)准确度高。

(2)数字显示。

(3)输入阻抗高。

(4)测量速度快，自动化程度高。

(5)功能多样。7.7.2数字式电压表(DVM)的组成原理

1.直流数字式电压表

直流数字式电压表的组成如图7.7-1所示。图7.7-1直流数字电压表的组成

2.数字多用表(DMM)

和直流模拟式电压表前端配接检波器即可构成模拟交流电压表一样，在直流数字式电压表前端配接相应的交流-直流变换器(AC/DC)、电流-电压转换电路(I/V)、电阻-电压转换电路(Ω/V)等，就构成了数字多用表，如图7.7-2所示。图7.7-2数字式多用表组成原理

1)线性AC/DC变换器

数字多用表中的线性AC/DC变换器主要有平均值AC/DC和有效值AC/DC两种。有效值AC/DC可以采用前面介绍的热偶变换式和模拟计算式。平均值AC/DC通常利用负反馈原理来克服检波二极管的非线性，以实现线性AC/DC转换。图7.7-3是线性平均值检波器的原理图，其中，图(a)为运算放

大器构成的负反馈放大器，在第3章我们曾分析过运算放大器的特性，这里用它说明图(b)半波线性检波的原理。设运放的开环增益为k，并假设其输入阻抗足够高

(实际的运放一般能满足这一假设)，则

(7.7-1)

解得

(7.7-2)图7.7-3线性检波原理一般k>>1(通常k在105~108之间)，因此式(7.7-2)简化为

(7.7-3)

即由于反馈电阻R2的负反馈作用，放大器的输出和输入间成线性关系，而与运放的开环增益无关。图7.7-4线性平均值AC/DC变换器结构

2)I/V变换器

将直流电流Ix变换成直流电压最简单的方法，是让该电流流过标准电阻Rs，根据欧姆定律，Rs上端电压URx=Rs·Ix，从而完成了I/V线性转换。为了减小对被测电路的影响，电阻Rs的取值应尽可能小。图7.7-5是两种I/V变换器的原理图。图(a)采用高输入阻抗同相运算放大器，不难算出输出电压Uo与被测电流Ix之间满足:

(7.7-4)

当被测电流较小(Ix小于几个毫安)时，采用图7.7-5(b)所示的转换电路，忽略运放输入端漏电流，输出电压Uo与被测电流Ix间满足：

(7.7-5)图7.7-5I/V变换器

3)Ω/V变换器

实现Ω/V变换的方法有多种。图7.7-6是恒流法Ω/V变换器的原理图。图中，Rx为待测电阻；Rs为标准电阻；Us为基准电压源。该图实质上是由运算放大器构成的负反馈电路，利用前面的分析方法，可以得到：

(7.7-6)

即输出电压与被测电阻成正比，Us/Rs实质上构成了恒流源，改变Rs，可以改变Rx的量程。图7.7-6恒流法Ω/V变换器7.7.3DVM的主要类型

除了将DVM分成直流DVM和交流DVM外，还可以根据A/D变换的基本原理进行分类。

比较型A/D变换器采用的是将输入模拟电压与离散标准电压相比较的方法，典型的是具有闭环反馈系统的逐次比较式。

积分型A/D变换器是一种间接转换形式。它对输入模拟电压进行积分并转换成中间量时间T或频率f，再通过计数器等将中间量转换成数字量。7.7.4逐次比较型DVM

图7.7-7是逐次比较型DVM的原理框图，逐次比较也称逐次逼近。这种DVM的核心是逐次比较型A/D变换器。图7.7-7逐次逼近型数字电压表的原理框图

1.主要电路单元

逐次比较型A/D变换器的主要电路单元有比较器、控制电路、逐次逼近寄存器SAR、缓冲寄存器、译码显示电路和模/数(D/A)变换器。图7.7-8是权电阻D/A变换原理图，其中S0~S7是电子开关，其通断对应于相应位ai的取值，若ai=1，则Si通，若ai=0，则Si断。运用第3章介绍的运算放大器的分析方法不难得出：当S0闭合(对应n位二进制数最低位(LSB)a0=1)时，有

(7.7-7)图7.7-8权电阻A/D变换原理图此时若S1~S7均断开，则输出电压为

(7.7-8)

当D/A输入为任意二进制数字量a7a6…a2a1a0时，输出电压为

(7.7-9)图7.7-9(a)所示的T形解码电路虽然电阻个数较多，但电阻值仅为两种，很适宜集成制造工艺。可以用图(b)节点i等效电路来分析其工作原理。对于0~7的任意节点i，左、右两侧的等效电阻均为2R，因此其节点电位(ai=1时)为

(7.7-10)图7.7-9T形电路D/A变换原理图当该节点电位向输出端传送时，要经过多节电阻网络衰减，每节衰减数均为1/2，比如“0”节点电位传送到输出端时，要经过七节电阻衰减器衰减，所以传送到输出端的电压为

(7.7-11)

根据叠加原理，对于任意二进制数a7a6…a2a1a0，输出电压为

(7.7-12)

2.逐次比较型A/D变换器的工作原理

逐次比较型A/D变换器的工作原理类似于天平称质量的过程(因而逐次比较又称称量法)。它利用对分搜索原理，依次按二进制递减规律减小，从数字码的最高位(LMB或MSB，相当于满度值FS的一半)开始，逐次比较到低位，使Uo逐次逼近Ux。现以一个简单的3比特(3位二进制)逐次比较过程说明其原理。设基准电压Us=8V，输入电压Ux=5V，3比特SAR的输出为Q2Q1Q0。三位逐次比较流程图如图7.7-10所示。图7.7-10三位逐次比较流程图上述过程是在控制电路依次发出的节拍脉冲的作用下完成的，其工作波形如图7.7-11所示。图7.7-113比特逐次比较型A/D变换器的工作波形图7.7.5双积分型DVM

图7.7-12和图7.7-13分别画出了双积分型DVM的组成框图和双积分A/D变换的原理图。其工作过程如下所述。图7.7-12双积分型DVM的组成框图图7.7-13双积分A/D变换的原理图准备阶段(t0~t1)：控制逻辑使开关S4接地，S1~S3断开，使积分器输入、输出为零，作为初始状态。

取样阶段(t1~t2)：t1时刻，控制逻辑发出取样指令，接通S1，断开S2~S4,被测电压－Ux(设－Ux为负值)加到积分器，积分器输出电压Uo线性上升，一旦Uo>0，过零比较器输出由低电平跳变到高电平，打开计数闸门，时钟脉冲通过闸门，计数器开始减法计数。由于时钟是周期为T0的脉冲，因此这里的计数实质上就是计时。经过预置时间T1(对应计数器预置初值N1)，到达t2时，计数器溢出，并复零。此时积分器的输出达到最大值：

(7.7-13)比较阶段(t2~t3)：在取样结束，计数器复零时，控制逻辑断开S1，接通正基准电压Us，Us接到积分器进行反向积分，输出Uo线性下降。与此同时，计数器从零开始进行加法计数。到达t3时刻，积分器输出Uo=0，过零比较器由高电平跳到低电平，闸门关闭，停止计数，设此时计数器值为N2，则反向积分时间T2=t3－t2=N2T0。比较阶段积分器的输出电

压为

(7.7-14)在t3时刻，Uo=0，因此

(7.7-15)

联立式(7.7-13)和式(7.7-15)得

(7.7-16)7.7.6DVM的技术指标

1.测量范围

测量范围包括显示位数、量程划分和超量程能力，还包括量程的选择方式是手动、自动或远控等。

2.分辨力

分辨力指DVM能够显示被测电压的最小变化值，即

最小量程时显示器末位跳变一个字所需的最小输入电压。

例如，SX1842DVM的最小量程为20mV，最大显示数为

19999，所以其分辨力为20mV/19999，即1μV。

3.测量速度

测量速度指每秒钟能完成的测量次数，它主要取决于DVM所使用的A/D变换器。积分型DVM的速度较低，一般在几次/秒到几百次/秒之间；逐次比较型DVM可达每秒100万次以上。

4.输入阻抗

在直流测量时，DVM输入阻抗用输入电阻Ri表示，量程不一样，Ri也有差别，大体在10~1000MΩ之间。

交流测量时，DVM输入阻抗用输入电阻Ri并联输入电容Ci表示，Ci一般在几十至几百皮法之间。

5.固有误差或工作误差

DVM的固有误差通常用绝对误差表示：

(7.7-17)

【例7.7-1】DS26A直流DVM的基本量程8V挡的固有误差为±0.02%Ux±0.005%Um，最大显示为79999，问满度误差相当于几个字?

解：满度误差为

ΔUFs=±0.005%×8=±0.0004V

该量程每个字所代表的电压值为

所以8V挡上的满度误差±0.005%Um也可以用±4个字表示。

【例7.7-2】用位SX1842DVM测量1.5V电压，分别用2V挡和200V挡测量，已知2V挡和200V挡固有误差分别为±0.025%Ux±1个字和±0.03%Ux±1个字。两种情况下由固有误差引起的测量误差各为多少?

解：该DVM为四位半显示，最大显示为19999，所以

2V挡和200V挡时±1个字分别代表：

和用2V挡测量时的示值相对误差为

用200V挡测量时的示值相对误差为

6.抗干扰能力

1)串模干扰

串模干扰是指干扰电压usm以串联形式与被测电压Ux叠加后加到DVM输入端，见图7.7-14。图(a)表示串模干扰来自被测信号源内部，图(b)表示串模干扰是由于测量引线受外界电磁场感应所引起的。图7.7-14串模干扰示意图通常用串模干扰抑制比SMR来表示DVM对串模干扰的抑制能力。SMR定义为

(7.7-18)设串模干扰源为正弦波：

(7.7-19)式中，Tsm为正弦型串模干扰的周期。对于积分型DVM而言，由于积分过程就是取平均值的过程，因此对于正弦型串模干扰的抑制能力很强。可以证明，积分型DVM的串模干扰抑制比为