射频通信全链路系统设计 课件 第4章 射频通信接收机设计

射频通信全链路系统设计马文建等编著机械工业出版社第4章射频通信接收机设计第4章射频通信接收机设计学习目标熟悉射频通信接收机指标体系，包括静态灵敏度、邻道选择性、阻塞特性、互调特性等。掌握射频通信接收机设计方法，能根据特定需求对指标进行预算和相关设计分解。知识框架4.1指标体系

4.2静态灵敏度4.2.1指标定义4.2.2需求分析4.2.3设计分解4.3邻道选择性4.3.1指标定义4.3.2需求分析4.3.3设计分解4.4阻塞特性4.4.1指标定义4.4.2需求分析4.4.3设计分解4.5互调特性4.5.1指标定义4.5.2需求分析4.5.3设计分解4.6综合设计4.1指标体系射频通信接收机指标体系主要包括静态灵敏度、邻道选择性、阻塞特性和互调特性4大指标。其中，静态灵敏度决定了接收机能收到的最小信号电平，限制了设备的通信覆盖范围。邻道干扰信号制约着接收机的邻道选择性，带内/带外阻塞制约着接收机的阻塞特性，而邻道选择性和阻塞特性决定了接收机能收到的最大信号电平。最大电平和最小电平之间的差值为接收机的动态范围。另外，邻道选择性、阻塞特性和互调特性共同限制着接收机的线性水平。4.2静态灵敏度静态灵敏度也称为参考灵敏度，是指接收机在满足吞吐量要求(通常不小于参考测量信道最大吞吐量的95%)的条件下，天线口能够收到的最小信号电平。如果接收信号在经过数字抽取、滤波等处理后，不会产生额外的信噪比下降或对信噪比的影响可忽略，则静态灵敏度计算公式可表示为4.2.1指标定义

4.2静态灵敏度对比5GNR基站协议(3GPP38.104)和终端协议(3GPP38.101)，广域基站的静态灵敏度指标要求最为苛刻。此处以5GNR广域基站在5MHz带宽、15kHz子载波间隔(SCS)、QPSK调制方式下-101.7dBm静态灵敏度指标为例，进行该指标的需求分析：4.2.2需求分析参考3GPP38.104协议，对于FR1频段信号带宽RB数配置表，5MHz带宽、15kHz子载波间隔下的RB数为25个，每个RB下的子载波数为12个，则RB信号带宽为QPSK调制方式下的解调门限大约为-1dB，则接收电路级联噪声系数NF需满足如果是FDD系统，则还需考虑发射底噪的泄露。发射底噪泄露对静态灵敏度的影响主要受限于发射底噪水平和双工器隔离度，且单RB场景下指标需求更加苛刻落到接收带内的混叠噪声也会影响静态灵敏度。该混叠噪声主要受限于ADC采样率、频率规划、滤波器抑制等综上，接收级联噪声系数NF应不大于6.7dB。预留2dB设计余量，系统按照4.7dBNF内控指标进行设计。4.2静态灵敏度接收机NF主要由前端无源插损、通道增益和ADC底噪决定。4.2.3设计分解ADC底噪

为降低ADC底噪对整体接收链路静态灵敏度指标的影响，结合噪声系数级联公式，前端射频通道必须提供足够高的通道增益4.2静态灵敏度4.2.3设计分解通道增益

由此得到，通道增益为4.2静态灵敏度4.2.3设计分解无源插损前端无源部分主要包括射频连接器、腔体滤波器(双工器)和PCB走线。考虑到NF设计指标为4.7dB，最前端LNA贡献大约1.4dB，ADC贡献0.1dB，通道上其他电路(比如：π衰、变频、放大、滤波、VGA等)贡献大约0.4dB，则留给前端无源插损大约为2.8dB。结合当前常规设计要求和工艺能力水平，前端无源插损分解如下：射频连接器损耗≤0.8dB，包括天馈接口、腔体滤波器与射频模块桥接接口。腔体滤波器损耗≤1.8dB。腔体滤波器在满足损耗的同时，需要具有足够的带外抑制、收发隔离度和工作带宽指标。PCB走线损耗≤0.2dB。在PCB布局时，前端LNA需尽可能靠近连接器，保证尽可能短的PCB走线。4.2静态灵敏度4.2.3设计分解综上分析，要满足前面的静态灵敏度指标，在设计过程中，有如下设计约束：静态灵敏度设计分解总结4.3邻道选择性

4.3.1指标定义基站，邻道干扰信号中心频点与带内有用信号上边缘频点或下边缘频点之间的距离，即图中的fOffset1。终端，邻道干扰信号中心频点偏离带内有用信号中心频点的距离，即图中的fOffset2。邻道选择性指标要求接收机在接收有用信号的同时，对邻道干扰信号提供足够高的抑制度，其抑制度主要取决于固定中频的信道选择滤波器和数字滤波器。4.3邻道选择性

4.3.2需求分析5GNR广域基站在5MHz带宽、15kHz子载波间隔、QPSK调制方式下的静态灵敏度为-101.7dBm，则ACS灵敏度为-95.7dBm。QPSK下解调门限为-1dB，则等效总噪声功率≤-94.7dBm/5MHz。为防止批次波动等影响，预留3dB设计余量，即系统按照≤-97.7dBm内控指标进行设计。邻道选择性分析的噪声主要包括接收机热噪声、ADC底噪、本振倒异混频噪声、非线性产物噪声、数字滤波器抑制残余噪声共5个部分。在通道增益不变情况下，可认为ADC等效到天线口的底噪基本不变，即ADC底噪的影响基本可忽略。邻道选择性噪声贡献项4.3邻道选择性4.3.3设计分解邻道选择性主要由接收热噪声、本振倒异混频噪声、非线性产物和数字滤波器抑制残余噪声决定。接收热噪声接收热噪声需控制在-102.9dBm以内，而在-52dBm邻道信号输入情况下，AGC还未起控，通道增益基本不变，通道NF与静态时基本一致小于前面静态灵敏度中NF设计指标，满足设计需求。由于AGC未起控，为尽可能削弱由于大信号导致ADC底噪的抬升，应限制接收机的通道增益。5MHzDFT-s-OFDMNR邻道测试信号峰均比PAPR在8dB左右，接收信号强度指示RSSI误差2dB，5MHz带宽内增益波动1dB，预留2dB余量，因此要求ADC输入口最大信号不要超过-13dBFS，假定ADC满刻度电平在4dBm左右，则ADC最大输入电平应控制在-9dBm以内，链路增益应满足远大于静态灵敏度对通道增益的设计条件4.3邻道选择性4.3.3设计分解本振倒异混频噪声由于实际本振信号的能量不是集中在一个频点上，而是连续分布在频谱上，存在杂散和噪声，即本振相位噪声。若混频器输入端在偏离有用信号处存在较强干扰信号，此强干扰信号与偏离本振信号处的杂散和噪声进行混频，产生的频率分量正好落入中频有用信号带内，形成中频噪声，进而影响接收灵敏度。假设偏离本振2.5M~7.5MHz区域内的相位噪声服从均匀分布，则此区域内的总噪声功率近似倒异混频噪声为本振倒异混频噪声需控制在-102.9dBm以内，则偏离载波2.5M~7.5MHz区域内的平均相位噪声应小于-117.4dBc/Hz。相对比较容易满足。4.3邻道选择性4.3.3设计分解非线性产物非线性产物噪声需控制在-104.7dBm以内，则要求接收通道链路邻道功率泄露比ACLR满足根据ACLR与OIP3的关系表达式，并结合8dB左右信号峰均比，可以得出接收通道链路IIP3需满足结合通常设计的接收通道链路IIP3一般都可达到-10dBm以上，因此，对于此IIP3≥-28dBm相对比较容易满足。4.3邻道选择性4.3.3设计分解数字滤波器抑制残余噪声数字滤波器抑制残余噪声需控制在-104.7dBm以内，则要求没有信道选择滤波器架构的数字滤波器提供至少-52-(-104.7)=53.7dB邻道抑制比，像RRC这样的数字滤波器实现此指标相对容易。综上分析，要满足邻道选择性指标，在设计过程中，有如下设计约束：邻道选择性设计分解总结4.4阻塞特性各移动通信频段共站共址、WiFi、蓝牙、雷达、电视、广播等其他通信系统，导致各无线设备接收机往往工作在复杂多变的电磁频谱干扰环境中，这就是所谓的阻塞(Blocking)场景。阻塞是接收机存在干扰信号时，在满足一定误码率情况下，能够解调出特定频带内最小有用信号的能力，即通过阻塞灵敏度指标来衡量接收机的抗阻塞性能。阻塞分为带内阻塞和带外阻塞两种类型，邻道选择性属于一种特殊的带内阻塞。由于基站和终端应用场景和链路器件的差异，其阻塞指标的需求定义也有所不同。4.4.1指标定义4.4阻塞特性4.4.1指标定义带内阻塞

用信号频段和灵敏度恶化相同数值情况下，终端的干扰信号功率远低于基站的干扰信号功率。图(b)为终端带内阻塞指标定义，与基站类似，只是终端定义了两级foffset，随着foffset的增大，阻塞电平PInt也随之提高。4.4阻塞特性4.4.1指标定义带外阻塞

4.4阻塞特性4.4.2需求分析对比5GNR基站协议(3GPP38.104)和终端协议(3GPP38.101)，终端阻塞性能明显低于基站，且本地基站的带内阻塞电平虽然比广域基站高8dB，但由于同等约束条件下本地基站的静态灵敏度指标比广域基站低8dB，所以此处仍以5GNR广域基站5MHz有用信号带宽为例，分别进行带内和带外阻塞指标需求分析。4.4阻塞特性4.4.2需求分析带内阻塞参考邻道选择性的需求分析，同样预留3dB设计余量。系统在-43dBm带内阻塞干扰信号功率下，按照等效总噪声功率≤-97.7dBm/5MHz内控指标进行设计。基站带内阻塞典型指标需求4.4阻塞特性4.4.2需求分析带内阻塞影响带内阻塞指标的因素除了邻道选择性分析项以外，还需要重点考虑AGC起控引起的接收链路噪声系数恶化，以及大信号条件下的ADCSFDR恶化。结合工程经验，带内阻塞灵敏度恶化的噪声贡献比例和具体噪声指标见下表，按照此贡献项噪声指标分别进行设计。带内阻塞噪声贡献项4.4阻塞特性4.4.2需求分析带外阻塞基站带外阻塞一般分为通用带外阻塞和共址带外阻塞两种类型。基站通用带外阻塞典型指标需求宏基站共址带外阻塞典型指标需求一般来说，带外阻塞除了需要满足上述带内阻塞影响因素外，还需重点分析滤波器抑制度、镜像干扰、混频器M×N杂散响应、射频混叠干扰、收发隔离等因素。由于接收机应用频段、场景架构的不同，导致上述分析项的影响因素贡献比重存在较大差异，后面将以bandn3频段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架构为例，进行带外阻塞指标的设计分解。4.4阻塞特性4.4.3设计分解动态范围

4.4阻塞特性4.4.3设计分解动态范围结合3GPP协议和应用场景，基站的覆盖区域越小，基站的带内阻塞信号越大，则要求的接收机动态范围越高。特别对于移动终端设备和无线回传设备(RRN)，其最大输入电平和带内阻塞干扰电平更高，一般需要高达50dB左右的动态范围。为了满足动态范围需求，在接收链路上需要设置可变增益放大器或可调衰减器(统称为VGA)来调整通道增益，而此VGA在接收链路中的位置，需要综合阻塞灵敏度和互调特性(后面4.5节会详细分析)两个指标进行设计。当通道增益衰减较小时，为尽可能降低通道衰减对阻塞灵敏度的影响，VGA一般放到混频器后，即靠近ADC，称为中频VGA(IFVGA)；当通道增益衰减较大时，即接收机处于大信号阻塞场景，为提高接收机线性改善其互调特性，除IFVGA外，还需要RFVGA，即衰减器放置在LNA后级、混频器前级。一般情况下，当阻塞信号电平大于-35dBm时，启动RFVGA，既保证互调特性有较大改善，有尽可能降低了对阻塞灵敏度的影响。对于上述13.3dB的动态范围，只需设置IFVGA即可满足设计需求。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带内阻塞下面分别从接收机热噪声、ADCSFDR杂散、本振倒异混频噪声、通道非线性产物噪声和数字滤波器抑制残余噪声5个方面，进行带内阻塞设计分析。(1)接收机热噪声结合静态灵敏度对通道增益(-34.3dB)的需求，以及4.3.3节ADC最大输入电平(-9dBm)的分析，得出接收通道AGC起控电平大约为-44dBm。在-43dBm带内阻塞电平下，假设前端滤波器对带内阻塞干扰信号几乎没有抑制，则在带内阻塞场景下，AGC起控将引起接收机噪声系数恶化。而对于此处1dB的AGC衰减，接收通道NF恶化基本能控制在0.1dB以内。另外，在带内阻塞场景下，由于大信号造成ADC底噪的恶化一般在3dB以内，对整体接收通道NF恶化基本可控制在0.1dB以内。为了尽可能降低AGC起控的衰减值，接收通道增益值应尽可能贴近满足静态灵敏度指标对应通道增益的下限值，即34.3dB。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带内阻塞——(2)ADCSFDR杂散在阻塞场景下，大信号进入ADC产生谐波杂散，引起SFDR恶化。如果此SFDR噪声功率高于有用信号，且击中有用信号，则会导致阻塞灵敏度指标不满足需求。因此，在ADC选型中，应对重点测试分析其SFDR指标，避免SFDR杂散点影响有用信号的正确解调。另外，如果接收机热噪声影响因素余量较大，可尝试适当降低AGC起控电平，降低ADC输入功率，减少SFDR恶化量。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带内阻塞——(3)本振倒异混频噪声

本振倒异混频噪声需控制在-104.7dBm以内，则偏离载波7.5M~12.5MHz区域内的平均相位噪声应小于-127.2dBc/Hz。Sub6G频段的基站本振在偏离1MHz以外的相位噪声基本可维持在-140dBc/Hz以下，对于此-127.2dBc/Hz相对比较容易满足。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带内阻塞——(4)通道非线性噪声与邻道选择性不同，有用信号位于带内阻塞信号的隔道上，则由带内阻塞引起的通道非线性噪声主要通过五阶互调截点(IIP5)来近似度量，IIP5与IIP3定义类似，主要由五阶互调分量IM5决定，且有由非线性引起的干扰噪声需控制在-105.9dBm以内，结合-43dBm的干扰信号功率，计算得到接收通道的IIP5应大于-43dBm。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带内阻塞——(5)数字滤波器抑制残余噪声数字滤波器抑制残余噪声需控制在-107.7dBm以内，则要求没有信道选择滤波器架构的数字滤波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB邻道抑制比，像RRC这样的数字滤波器实现此指标相对容易。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞根据前面需求分析，带外阻塞指标主要基于bandn3频段(UL:1710~1785MHz,DL:1805~1880MHz)超外差式架构进行分解。结合器件选型和成本控制等条件，接收变频结构如下图所示，采用1次混频，本振频率为1470MHz，接收中频频率为240~315MHz，ADC采样率为368.64Msps，满足65MHz带宽带通采样要求。基站bandn3频段接收机变频结构由于协议规定的带外阻塞为单音干扰信号，而测试的有用信号为宽带信号，单音信号落到宽带信号中，击中RB，导致接收误码。此处仍以5MHz带宽、15kHz子载波为例，5MHz带宽包含25个RB，每个RB180kHz。参考带内阻塞需求分析，同样预留3dB设计余量，系统按照≤-97.7dBm/5MHz内控指标进行设计，即-112dBm/180kHz。干扰信号功率为-15dBm，对于混到有用信号频带内的情况，总的抑制度≥97dB。下面重点分析滤波器抑制度、镜像干扰、混频器M×N杂散响应、射频混叠干扰、收发隔离带来的影响。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(1)滤波器抑制度为了防止LNA饱和，前端双工器需要将带外干扰进行抑制。一般来说，需要将带外阻塞干扰电平至少抑制到带内阻塞干扰电平，即大约提供30dB以上的抑制度。另外，对于共址带外阻塞干扰，需要大约提供60dB以上的抑制度。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(2)镜像干扰根据射频、中频频段和本振频率，计算出镜像干扰频段。参考上述带外阻塞干扰混频击中有用频段的分析，镜像干扰需要考虑击中单个RB的情况，即需要提供97dB以上的抑制度。接收链路上，双工器、两级SAW滤波器、带选频网络的放大器对镜像干扰频段分别可提供43、40、15dB，合计98dB的抑制度，仅有1dB设计余量，存在风险。在器件选型中，应兼容考虑对镜像干扰频段抑制度更高的双工器和SAW滤波器。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(3)混频器M×N杂散响应参考上述带外阻塞干扰混频击中有用频段的分析，混频器M×N杂散也需要考虑击中单个RB的情况，即需要提供97dB以上的抑制度。混频器M×N杂散主要为混叠杂散直接落入带内和落入ADC混叠区两种情况：

(2)对于落入ADC混叠区的情况接收中频频率=240~315MHz，ADC采样率=368.64Msps，需考虑的低阶混叠区包括低端混叠区(53.64~128.64MHz)和高端混叠区(422.28~497.28MHz)，重点分析-1×N(N≤5)阶情况。通过7阶带通LC滤波器实现抗混叠滤波，在低端混叠区和高端混叠区分别可提供40dB和38dB以上的抑制度，级联抑制度均满足97dB以上的需求，且余量充足。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(4)射频混叠干扰射频混频干扰主要考虑通道混叠和镜像混叠两个方面。射频混叠干扰落入ADC混叠区情况预算4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(4)射频混叠干扰镜像混叠低端混叠区为972.72~1047.72MHz，高端混叠区为1341.36~1416.36MHz，预算的整体抑制度分别为131和116dB，远大于97dB，满足设计需求。通道混叠低端混叠区为1523.64~1598.64MHz，高端混叠区为1892.28~1967.28MHz，预算的整体抑制度分别为113和123dB，远大于97dB，满足设计需求。假设此处还需要进一步考虑靠近bandn3FDD频段旁边的n39(1880~1920MHz)TDD共址混叠干扰：1892.28~1920MHz刚好落入高端混叠区，阻塞电平按照16dBmCW信号分析，需要提供至少16-(-112)=128dB抑制，通过双工器在该频段的优化设计，进一步提高抑制度，整体满足设计需求。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(5)收发隔离对于FDD双工系统，发射频带属于接收频带的带外，会对接收信号产生干扰，主要考虑2个因素的影响：发射泄露到接收前端的残余信号导致接收前端饱和为降低接收LNA的非线性失真，防止接收LNA饱和，发射泄露到接收前端的残余信号功率至少需要在接收LNAOP1dB点回退10dB以上。例如：所选用接收LNA的OP1dB为20dBm，增益Gain为20dB，则要求接收LNA的输入功率低于-10dBm。如果发射最大功率为100W(50dBm)，则要求双工器的发射到接收隔离度控制在60dB以上。4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(5)收发隔离对于FDD双工系统，发射频带属于接收频带的带外，会对接收信号产生干扰，主要考虑2个因素的影响：发射泄露到接收前端的残余信号与阻塞信号互调干扰发射泄露到接收前端的残余信号与带外阻塞信号的互调产物有可能击中接收频段信号，下行发射频段工作在1805~1825MHz，上行接收频段工作在1710~1730MHz，带外阻塞干扰频率为1767.5MHz，下行发射信号与带外阻塞信号的互调产物刚好完全击中上行接收频段。基站bandn3频段接收机发射残余信号与阻塞信号互调干扰示意4.4阻塞特性4.4.3设计分解带外阻塞——(5)收发隔离对于FDD双工系统，发射频带属于接收频带的带外，会对接收信号产生干扰，主要考虑2个因素的影响：发射泄露到接收前端的残余信号与阻塞信号互调干扰在设计过程中，需主要保证接收LNA互调产物满足阻塞灵敏度要求，即≤-112dBm/180kHz(按照单RB进行预算)。按照前面第(1)个因素分析结果，为保证发射泄露到接收前端的残余信号不会导致接收前端饱和，则要求发射泄露到接收LNA前端的功率小于-10dBm。前端双工器为带外阻塞干扰信号提供至少30dB抑制度，使到达接收LNA前端的带外阻塞干扰功率小于-45dBm(大约等于带内阻塞电平)。假定所选用接收LNA的OIP3为30dBm，增益Gain为20dB，则要求LNA输出的互调产物小于-92dBm/180kHz。左频点功率P1=-45dBm与右频点功率P2=-10dBm进行互调，落到左侧的互调产物功率为带入参数计算落到左侧的互调产物功率为-125dBm远小于-92dBm，满足设计要求。4.4阻塞特性4.4.3设计分解设计总结带内阻塞设计分解总结4.4阻塞特性4.4.3设计分解设计总结带外阻塞设计分解总结4.5互调特性两个射频干扰信号的三阶互调或高阶互调产物，可能会落入有用信号带宽内，形成干扰。互调灵敏度是评价接收机在存在与有用信号有一定关系的两个干扰信号情况下，接收有用信号的能力。在接收机设计过程中，往往使用互调灵敏度指标来衡量接收机的线性性能。4.5.1指标定义互调特性指标定义示例与邻道选择性类似，互调干扰信号与有用信号频带间距也有两种定义：基站，频带间距是以有用信号上下边缘频点来定义的，即图中的fOffset1和fOffset2。终端，频带间距是以有用信号中心频点来定义的，即图中的BWS/2+fOffset1和BWS/2+fOffset2。4.5互调特性对比5GNR基站协议(3GPP38.104)和终端协议(3GPP38.101)，二者指标相对比较接近，此处仍以基站协议进行设计分析。4.5.2需求分析基站互调指标需求基站互调指标典型干扰信号参数4.5互调特性

4.5.2需求分析参考邻道选择性需求，互调特性指标有如下分析：静态灵敏度-101.7dBm，则带内有用信号功率互调灵敏度-95.7dBmQPSK下解调门限为-1dB，预留3dB设计余量，系统按照≤-97.7dBm/5MHz内控指标进行设计。与邻道选择性类似，互调干扰引起的噪声主要包括接收机热噪声、本振倒异混频噪声、非线性互调产物、数字滤波器抑制残余噪声。互调干扰噪声贡献项4.5互调特性下面分别对接收机热噪声、非线性互调产物、数字滤波器抑制残余噪声、本振倒异混频噪声进行分析。4.5.3设计分解接收机热噪声互调干扰信号可能落入整个接收工作带宽(大于5MHz)内，则中频信道选择滤波器对其抑制度可忽略。接收机热噪声需控制在-104.7dBm以内，而在-49dBm(两个-52dBm信号叠加)带内信号输入情况下，AGC还未起控，通道增益基本不变，通道NF与静态时基本一致。小于NF设计指标，满足设计需求。由于AGC未起控，为保证ADC输入不削顶，应限制接收机的通道增益。ADC输入口最大信号不要超过-13dBFS，假定ADC满刻度电平在4dBm左右，则接收通道的链路增益应满足对比静态灵敏度对通道增益>34.3dB的需求，此处满足需求。4.5互调特性4.5.3设计分解本振倒异混频噪声由于互调干扰包括CW和调制宽带两类信号，本振倒异混频噪声按理应拆分成两段进行分析，但由于此两类干扰信号偏离有用信号中心频点较远，且两类干扰信号的功率相等，因此可假设两类干扰信号处的本振相位噪声基本一致，且对本振倒异混频噪声的贡献也一样(均为-104.7dBm)。此处分析其中一种干扰信号即可。以偏离中心频点±20MHz的宽带干扰信号为例，倒异混频噪声为则偏离载波10MHz和17.5~22.5MHz区域内的平均相位噪声应小于-119.2dBc/Hz。Sub6G频段的基站本振在偏离1MHz以外的相位噪声基本可维持在-140dBc/Hz以下，对于小于-119.2dBc/Hz的要求相对比较容易满足。4.5互调特性4.5.3设计分解非线性互调产物非线性互调产物需控制在-100.7dBm以内，三阶互调分量IM3可表示为将带入IM3≤-100.7dBm，计算得到接收通道IIP3≥-10.5dBm。结合通常设计的接收通道链路IIP3一般都可达到-10dBm以上，此处相对比较临界。数字滤波器抑制残余噪声数字滤波器抑制残余噪声需控制在-107.7dBm以内，则要求没有信道选择滤波器架构的数字滤波器提供至少-43-(-107.7)=64.7dB邻道抑制比，像RRC这样的数字滤波器实现此指标相对容易。4.5互调特性4.5.3设计分解设计总结互调灵敏度设计分解总结4.6综合设计传统4T4R广域基站类设备典型接收架构整体架构采用超外差架构，FDD双工模式，通过腔体双工器实现收发共天线，链路中通过两个射频集成前端模块(FEM)来简化接收链路结构，缩小设备尺寸。信号经过双工器频带选择后直接送入LNA，降低前端插入损耗；然后经过两级SAW带通滤波器进一步抑制带外干扰信号，两级滤波器之间设置有数控衰减器DSA和放大器，预留接收通道的射频衰减(大信号干扰)，保证通道增益，以及降低第二级滤波器插入损耗对通道级联NF的影响；滤波后的射频信号送入混频器，变换到中频，进入中频VGA，与射频DSA共同构成接收AGC被控对象，保证接收通道动态范围；中频信号经过低通滤波和中频VGA控制后，直接送入ADC采样，没有固定中频的模拟信道选择滤波器，依靠数字滤波器进行信道选择。另外，由于链路中两个集成FEM都是双通道的，需要注意FEM内部两通道间的隔离度指标，减轻天线扇区间的干扰。4.6综合设计传统4T4R广域基站类设备典型接收架构静态灵敏度信号经过双工器后以最短的PCB走线路径送入LNA，尽可能减小前端无源插损，将其控制在2.8dB以内；通过两级放大，保证整体接收通道具有34.3dB以上的通道增益，并尽可能保证ADC底噪在-155dBFS/Hz以下，以降低ADC底噪对前端链路噪声的抬升。邻道选择性主要考虑本振倒异混频、非线性失真产物和数字滤波这3个影响因素。通道链路上的FEM2内部集成了PLL，对本振特定频偏上的相位噪声进行优化，降低本振倒异混频噪声；提高整条接收链路的IIP3，保证邻道产生的互调干扰远低于ACS灵敏度要求；数字滤波器进行信道选择，提供足够抑制度，保证数字解调门限。4.6综合设计传统4T4R广域基站类设备典型接收架构阻塞特性包含带内阻塞和带外阻塞两种类型。对于带内阻塞，与邻道选择性类似，但需要额外注意带内阻塞会引起接收AGC起控，降低接收通道增益(先降中频增益、再降射频增益)，一定程度上恶化链路底噪。通过增大通道增益或提高AGC起控电平可以降低底噪抬升量，但较高的增益又会导致通道非线性产物和ADCSFDR指标恶化。因此，需要在通道增益和非线性两方面折中考虑。对于带外阻塞，除了考虑滤波器对通用带外干扰和特殊共址带外干扰抑制外，还需要考虑超外差架构的镜像、射频混叠，以