第四章 模拟电路设计实例

音频功率放大器设计实例第四章目录4.1音频功率放大器设计任务及要求4.2音频功率放大器简介4.3直流稳压源设计4.4音调控制电路4.5工频陷波器4.6前级放大电路目录4.7功率放大电路4.8电路整体的协调及仿真4.9本章小结4.1音频功率放大器设计任务及要求当放大通道的正弦信号输入电压幅度为（5～10）mV，等效负载电阻为8Ω时，放大通道条件应满足如下要求：（1）额定输出功率≥2W；（2）带宽BW为20～20000Hz；（3）在≥2W条件下和BW内的非线性失真系数≤3%；（4）在≥2W条件下的效率≥55%；（5）在前置放大级输入端交流短接到地，时的交流声功率≤10mW。音频功率放大器设计任务及要求4.2音频功率放大器简介音频放大器已经快有一个世纪的历史了，从最早的电子管放大器的第一个应用就是音频放大器，音频功率放大器是声重放设备的重要组成部分，其作用是将传声元器件获得的微弱信号放大到足够的强度去推动声重放系统中的扬声器或其他电声元器件，使得原声重现。本次设计在仿真软件的基础上，设计一个简单的音频放大器，将小的音频信号放大，并在一定的频率范围内将信号输出。电路的设计包括直流稳压源、音调控制电路、一级放大电路、二级放大电路、工频陷波电路、功率放大电路共六部分。音频功率放大器简介各部分的作用介绍：（1）其中直流稳压源输出±15V的稳定电压，为整个电路提供稳定的电源电压；（2）音调控制采用反馈式控制电路，可以调控高低音的放大或衰减程度；（3）前级放大电路（包括一级和二级放大电路）的作用是对输入信号进行放大，以满足额定输出功率，其中的输入级基本上都用运放作前置单元，一级、二级放大电路在放大信号的同时也充当带通滤波器的角色；（4）工频陷波器主要用来滤除来自稳压电源的工频干扰，提升音频功放的性能；（5）功率放大电路用来输出足够大的功率以驱动扬声器放声。音频功率放大器简介4.2.1电路总体框架电路总体框架如图4-1所示。音频功率放大器简介图4-1音频功放结构4.3直流稳压源设计4.3.1原理分析与设计设计好的直流稳压电源电路如图4-2所示。直流稳压源设计图4-2直流稳压电源电路(1)直流稳压电源设计要求：直流稳压电源的要求是同时输出+15V、-15V两路电压，最大输出电流为1A，电压调整率≤0.2%，负载调整率≤1%，纹波电压（峰-峰值）≤5mV（最低输入电压下，满载），具有过流及短路保护功能。（2）直流稳压电源的组成及各部分的作用：整个直流稳压电路由四部分构成，分别为变压电路、整流电路、滤波电路和稳压电路。下面具体介绍各部分。1）由于输出的稳压电压是15V，所以这里是降压变压器，根据计算设置变压器一级线圈与二级线圈之比为1：5。2）这里整流电路采用4只整流二极管构成全桥整流电路。全桥整流电路利用率高，输出的电压Vo=0.9V2(V2为次级输出电压)；3）电路在三端稳压器的输入端接入电解电容CE1=CE2=1000uF，用于电源滤波，其后并入电解电容CE3=CE4=4.7uF用于进一步滤波。直流稳压源设计4）由于要稳定输出+15V、-15V两路电压，所以三端稳压器选择7815、7915（输出电压正负15V，最大输出电流1A，且稳压器内部已有限流电路）。在三端稳压器输出端接入电解电容CE5=CE6=4.7uF用于减小电压纹波，而并入陶瓷电容CE7=CE8=100nF用于改善负载的瞬态响应并抑制高频干扰（陶瓷小电容电感效应很小，可以忽略，而电解电容因为电感效应在高频段比较明显，所以不能抑制高频干扰）。在输出端同时并入二极管D1、D2（型号为1N4001），当三端稳压器未接入输入电压时可保护其不至于损坏。直流稳压源设计4.3.2计算机仿真分析1.输出端电压按照图4-2所示编辑元器件参数，并在正负输出端分别放置电压探针并点击仿真按钮，仿真结果如图4-3所示。点击仿真停止按钮并放置模拟分析图表，设置图表的终止仿真时间为50ms。添加探针到图表中，仿真结果如图4-4所示：直流稳压源设计图4-3放置电压探针仿真由上图可知，正电压为14.9158V,负电压为-14.9836V，基本符合设计要求，负电压绝对值偏大是因为三端稳压器7815和7915各参数不可能绝对对称造成的。直流稳压源设计图4-4直流电源输出端电压2.最大输出电流通过改变负载电阻，可以得出最大输出电流。通过调整各种阻值，得出负载电阻为15Ω时，电流值最大。这里在线路上添加电压和电流探针，注意电流探针的电流方向。单击仿真按钮

，仿真结果如图4-5所示。直流稳压源设计（a）正电源输出端（b）负电源输出端图4-5最大输出电流正负电压端最大输出电流分别如图4-5（a）、（b）所示。可见，没有达到预期的最大输出电流1A，正电压端大约为0.91A，负电压端为-0.99A，不过对于额定功率2W而言，应有的最大电流为0.7A，所以这样的最大输出电流可以满足要求。直流稳压源设计3.电压调整率当输出电流为500mA时，负载电阻为30Ω，按电网电压的波动范围为±10%计算电压调整率。当电网电压偏高时，即为（有效值）时，输出电压如图4-6所示。此时，正电压端输出电压为14.9141V，负电压端输出电压为-14.9822V。直流稳压源设计（a）正电源输出端（b）负电源输出端图4-6测量电压调整率（电网电压偏高时）当电网电压偏低时，即为V（有效值）时，输出电压如图4-7所示。此时，正电压端输出电压为14.9137V，负电压端输出电压为-14.9801V。直流稳压源设计（a）正电源输出端（b）负电源输出端图4-7测量电压调整率（电网电压偏低时）故正电压调整率：负电压调整率：它们均低于所要求的值0.2%，显然满足设计要求。

直流稳压源设计4.电流调整率在电网电压为220V，负载电流从10mA变为500mA时，测量该直流电源的电流调整率。当负载电流为10mA时，经计算负载电阻为1500Ω，输出电压如图4-8所示。直流稳压源设计（a）正电源输出端（b）负电源输出端图4-8测量电流调整率（负载电流为10mA）4.电流调整率在电网电压为220V，负载电流从10mA变为500mA时，测量该直流电源的电流调整率。当负载电流为10mA时，经计算负载电阻为1500Ω，输出电压如图4-8所示。此时，电路的正电压端输出电压为15.008V，负电压端输出电压为-15.0474V。直流稳压源设计（a）正电源输出端（b）负电源输出端图4-8测量电流调整率（负载电流为10mA）当负载电流为500mA时，输出电压如图4-9所示。此时，正电压端输出电压为14.9133V，负电压端输出电压为-14.9832V。直流稳压源设计（a）正电源输出端（b）负电源输出端图4-9测量电流调整率（负载电流为500mA）于是可计算出该电源电路的正电压负载调整率：负电压负载调整率：它们均低于所要求的电压调整率1%，满足设计要求。

直流稳压源设计(5)纹波电压用模拟分析去分析电路的输出电压，如图4-10所示。结果表明，在软件设定的精度内，在mV级别上纹波电压几乎为零，输出电压比较稳定。

直流稳压源设计图4-10稳压电路的输出电压傅里叶分析图表可以观察谐波分量，再利用傅里叶分析观察正电压端输出电压的谐波分量，如图4-11所示。由上图可知电源电路在0Hz处的分量幅度即直流分量为+15V，而在其他频率点的分量为零。

直流稳压源设计图4-11正电压端输出电压的傅里叶分析负电压端输出电压的情况类似，如图4-12所示。直流稳压源设计图4-12负电压端输出电压的傅里叶分析4.4音调控制电路高低音控制器是高传真放音设备中不可缺少的单元，主要是为了满足听音者自己的听音爱好，通过对声音某部分频率信号进行提升或者衰减，以满足听者对不同频率的需要。一般音响系统中通常设有低音调节和高音调节两个按钮，用来对音频信号中的低频成分和高频成分进行提升或衰减，音调控制电路的形式不少，其中以反馈型电路最为常用，它具有较宽的控制范围和较小的失真等优点，只是电路稍复杂些。与流行方案不同的是，该控制电路中

，而是

，此时音调电路的性能好些。

音调控制电路4.4.1原理分析与设计设计好的音调控制电路如图4-13所示。

音调控制电路图4-13音调控制电路1）电路原理介绍：电路中，

、

分别是控制低音和高音的电位器。

，

，

。这些阻容元器件构成的网络与运算放大器一起构成了具有高、低频两条反馈通道的滤波器，分别调节图4-13中的两个电位器，便可测得增益随频率变化的音调控制曲线。对于低音信号，C1和C2相当于断路，而对于高音信号，C3相当于短路。音调控制电路下面具体介绍低音调节和高音调节两个过程。1）低音调节：低音调节时，当RV1滑动到最左端时，C1被短路，C2可视为开路；低音信号经过R1，直接被送入运放，输入量最大，而低音输出则经过R4和RV1负反馈送入运放，负反馈量最小，因而低音提升最大。当电位器RV1滑到最右端时，情况正好与之相反，因而低音衰减最大。不论RV1怎么滑动，因为C1和C2对高音信号可视为短路，所以对高音信号无任何影响。2）高音调节：当RV2滑到最左端的时候，因C3对高音信号可视为短路，高音信号经过C3和R5直接送入放大器，输入量最大，而高音输出则经过RV2、C3和R5反馈到运放，反馈量最小；当电位器RV2滑到最右端时，情况正好与之相反，因而高音衰减最大。音调控制电路（2）计算转折频率：该音调控制电路的高低音处于最大提升时，其幅频特性曲线的四个转折频率分别为：其中是

控制电路最大提升曲线两端的转折频率，

是中间的两个转折频率。音调控制电路高低音最大衰减时其幅频特性曲线的四个转折频率为：相应地，

是控制电路最大衰减曲线两端的转折频率，

是中间的两个转折频率。音调控制电路中音增益：高低音最大提升时增益为：高低音最大衰减时衰减倍数为：音调控制电路为满足高低音的最大提升倍数和衰减倍数分别相等，得出：现令：音调控制电路由系列值验算所得结果如下：上述结果基本符合要求，即可认为设计基本完毕。可进行电路仿真分析。音调控制电路4.4.2计算机辅助设计与分析给电路添加正弦信号源和电压探针。分别命名为INPUT和OUTPUT。正弦信号的幅值为1V，频率为50Hz。当

都滑到最左端时，高低音都处于最大提升状态时，电路的幅频特性曲线如图4-14所示。音调控制电路图4-14高低音最大提升时的幅频曲线截止频率的测量结果如图4-15所示。由图4-15可知，

，

。上限截止频率偏低是运放的低通特性造成的。音调控制电路图4-15最大提升曲线的截止频率由式（4-4）知，通过减小电容

，可增大

，进而由多级放大电路截止频率的计算公式知，可增大该音调控制电路的

。经过调试，当

（为系列值）时，幅频特性如图4-16所示。此时

，和计算值相比较，基本符合要求。音调控制电路图4-16时的幅频特性曲线中音增益的仿真值如图4-17所示。通过测量，中音增益仿真值为-2.06dB。而该值的计算值为-3dB不很准确，这是因为计算过程采用了近似的分析方法，所以与仿真值偏差较大。音调控制电路图4-17提升曲线的中音增益当

都滑到最右端时，高低音均处于最大衰减状态，通过仿真，电路的幅频特性曲线如图4-18所示。通过仿真图，测得高低音增益为-23.4dB，与计算值相符。而在500kHz处增益出现了剧烈的衰减，同样，这是由运放的低通特性所致的。音调控制电路图4-18高低音最大衰减时的幅频曲线此时的转折频率测量如图4-19所示。由图4-19可知，

，

。与理论推导的过程中得出最大提升曲线的

和最大衰减曲线的

相等，但由于各环节的传递函数的作用，此时的偏高。音调控制电路图4-19最大衰减曲线的转折频率中音增益的测量结果如图4-20所示。由测量结果可知，中音增益为-3.98dB。音调控制电路图4-20衰减曲线的中音增益当低音最大提升而高音最大衰减时，即RV1在最左端，RV2在最右端。电路的幅频特性如图4-21所示。曲线形状和预期的一致，并且高中低音增益、

、

等几乎不变。音调控制电路图4-21低音最大提升高音最大衰减时的幅频特性4.5工频陷波器陷波器也称带阻滤波器（窄带阻滤波器），它能在保证其他频率的信号不损失的情况下，有效的抑制输入信号中某一频率信息。所以当电路中需要滤除存在的某一特定频率的干扰信号时，就经常用到陷波器。我国市电电网供应的电力信号是50Hz正弦波，对于从电网获得工作电源的电子设备存在着50Hz工频干扰。为了抑制或减少50Hz交流电噪声干扰，需要在输入电路中加入陷波电路。

工频陷波器4.4.1原理分析与设计陷波器的实现方法有很多，本次设计采用的是电路比较简单、易于实现的双T型陷波器。双T型陷波器的主体包括三部分内容：选频部分、放大器部分、反馈部分。此陷波器具有良好的选频特性和比较高的Q值。设计好的陷波电路如图4-23所示。工频陷波器工频陷波器图4-23工频陷波电路电路由两级相同的双T双跟随陷波电路级联而成，目的是让电路在50Hz处衰减的程度更大。这里只分析前面部分的双T险波电路。图中U2：B用作放大器，其输出端作为电路的输出。U3：A接成电压跟随器的形式。因为双T网络只有在离中心频率较远时才能达到较好的衰减特性，因此滤波器的Q值不高。加入电压跟随器是为了提高Q值，此电路中，Q值可以提高到50以上，调节R18、R19两个电阻的阻值，来控制陷波器的滤波特性，包括带阻滤波的频带宽度和Q值的高低。工频陷波器电路中，

，

，第二级类推。对每一级陷波器，其传递函数为：其中，中心频率：工频陷波器品质因数：阻带宽度：由上式可知，Q值越高，阻带越窄，有用信号的失真越小。该电路的通带增益为：工频陷波器由于要利用电阻电容的系列值来组成电路，使中心频率严格等于50Hz将会变得十分困难，同时电阻电容的实际值和标称值总存在偏差，故采用两级陷波器级联的方式，增大50Hz处对信号的衰减程度。通过对30多组电阻电容值对应的中心频率的比较与分析，最终选定

、

。此时，中心频率为：同时，令Q=25，

，由式（4-27）、（4-29）可得工频陷波器取系列值

。此时，Q=24.25。在以上所选取的参数下，电路在50Hz处的增益计算如下：将式带（4-34）、式（4-35）和式（4-36）代入式（4-26），得则电路在该频率处的增益工频陷波器4.4.2计算机仿真及结果分析放置频率分析图表，添加输出电压探针OUT，开始仿真。电路的幅频特性如图4-24所示。由指针的读数可以看出，电路的通带增益几乎为零。图表放大后，观察电路各参数，如图4-25所示。由测量的结果可知，陷波器的中心频率为49.775Hz，50Hz处的增益为-28.2dB，与计算的结果相一致。工频陷波器的阻带测量如图4-26所示。由测量的结果可知，陷波器的阻带宽为3.09Hz，截止频率分别为工频陷波器工频陷波器图4-24工频陷波器的幅频特性工频陷波器图4-25放大后的工频陷波器的幅频特性图表图4-26陷波器阻带的测量当输入信号为1V、5Hz时，电路的输入输出电压波形如图4-27所示。工频陷波器图4-27输入信号为1V、5Hz时陷波电路的输入输出电压波形频率分析的相频特性如图4-28所示。图4-28示出5Hz处的相移为-0.463°。工频陷波器图4-28陷波电路在5Hz处的相移当输入信号为1V、50Hz时，电路的输入输出波形如图4-29所示。工频陷波器图4-29输入信号为1V、50Hz时陷波电路的输入输出波形输出幅值变为39.94mV，放大倍数为与理论计算及频率分析的结果几乎相等。4.6前级放大电路由于信号源输出电压幅度往往很小，不足以驱动功率放大器输出额定功率，因此常在功率放大电路之前插入前置放大器将信号源输出的信号加以放大，而前级放大电路是音调控制，对音色要求比较高，所以放大电路同时对信号进行适当的音色处理。在本次设计中，前级放大电路（包括一级放大电路和二级放大电路）对音色所做的处理就是滤波的作用，即前级放大电路同时充当带通滤波器的角色，使整体音频功率放大电路的带宽为20Hz~20kHz。前级放大电路4.6.1原理分析与设计设计好的前级放大电路如下图4-34所示。前级放大电路图4-34前级放大电路在电路的通带内，前级放大电路为两级反相比例运算放大电路的级联，故其通带放大倍数为:在输入信号为5~10mV时，为保证额定功率

，功放输出端电压的峰值应为4.65V，当功率放大电路的放大倍数最大时（等于3），前级放大电路的输出电压峰值应为4.65/3=1.88V，按此时的输入电压为5mV，那么前级放大电路的放大倍数应至少为1.88/0.005=376。前级放大电路中取，，则放大倍数为:故放大倍数满足要求。两级放大电路中所加的电解电容C4和C5起到了滤波的作用同时也可以展宽频带。前级放大电路4.6.2计算机仿真分析放置模拟分析图表，设置仿真终止时间为1.5ms。当输入信号为5mV（幅值）、1kHz的正弦波时，电路的输入输出波形如图4-35所示。前级放大电路图4-35输入信号为5mV、1kHz的正弦波时电路的输入输出波形由输入输出波形可知，电路实现了同相放大（因为是两级反相放大器级联）。由上图测得输出电压幅度为1.95V。则电路在1kHz处的放大倍数为：与理论分析的结果相近。前级放大电路4.7功率放大电路欲使扬声器发声，必须要用足够的功率来驱动之。功率放大器不是仅仅的电压放大或是电流放大，而是追求功率的放大。本次设计采用的是OCL功率放大器，OCL功率放大器是一种直接耦合的功率放大器，它具有频响宽、高保真度、动态特性好的特性。在电路中引入负反馈，可以减小非线性失真、展宽频带。功率放大电路4.7.1原理分析与设计设计好的功率放大电路如图6-36所示。功率放大电路图4-36功率放大电路由电路图可知，本设计采用集成运放作为驱动级的OCL功率放大电路，是由输入级、驱动级、输出级及偏置电路组成。输入级由正弦信号、RV3和R11组成，驱动级采用集成运放,输出级由双电源供电的OCL电路构成。为了克服交越失真，由二极管和电阻构成输出级的偏置电路，以使输出级工作于甲乙类状态。为了稳定工作状态和功率增益并减小失真，电路中引入反馈。该放大电路采用复合管无输出耦合电容，并采用正负两组双电源供电。静态时，正负电源的作用使晶体管

、

处于微导通状态。在输入信号的正半周主要是

管发射极驱动负载，而负半周主要是

管发射极驱动负载，而且两管的导通时间都比半个周期长，所以即使输入电压很小，总能保证至少有一只晶体管导通，因而消除了交越失真。功率放大电路电路最大不失真输出电压的有效值设饱和管压降最大输出功率功率放大电路在忽略基极回路电流的情况下，电源

提供的电流电源在负载获得最大交流功率时所消耗的平均功率等于其平均电流与电源电压之积，其表达式为可得功率放大电路因此，转换效率在理想情况下，即饱和管压降可忽略不计的情况下功率放大电路显然，在实际情况中一般都不能忽略饱和管压降，既不能用式（4-54）和式（4-56）计算电路的最大输出功率和效率。在仿真中测得所用的晶体管饱和管压降大约为

。故由式（4-49）算得最大输出功率满足额定功率POR≥2W的要求。此时的效率故满足在POR下的效率≥55%的要求。功率放大电路4.7.2计算机仿真分析通过改变输入电压的幅度，来观察电路的输出，进而确定功放电路的最大不失真输出电压。调节两个电位器，R3用于调节输出电压幅值，R4用于调节带宽。当输入信号为8V（峰值）、1kHz的正弦波时，电路的输出电压波形如图4-37所示。功率放大电路图4-37输入信号为8V、1kHz时功放电路的输出电压波形由图4-37所示的测量结果可知，输出电压的峰值为8.02V，负半周电压峰值也大约为8.02V，令输入信号为8.8V、1kHz的正弦信号，此时电路的输出电压波形如图4-38所示。功率放大电路图4-38输入信号为8.8V、1kHz的正弦信号时电路的输出电压波形当输入信号为8.7V、1kHz时，电路的输出波形如图4-39所示。功率放大电路图4-39输入信号为8.7V、1kHz时功放电路的输出波形当输入信号为1V、1kHz时，对输出端电压进行傅里叶分析，如图4-40所示。功率放大电路图4-40输入信号为1V、1kHz时输出电压的傅里叶分析4.8电路整体的协调及仿真4.8.1电路各组成部分的协调连接当电路各部分设计完毕后，需对整体电路进行仿真，由于子模块比较多，需对各部分进行适当的连接，并考虑元器件间相互的影响。各部分的连接顺序为：信号源→音调控制电路→一级放大电路→二级放大电路→工频陷波电路→功率放大电路。其中工频陷波器放在二级放大电路和功率放大电路之间的是为了最大限度的对来自电源的工频干扰进行抑制。电路整体的协调及仿真4.8.2带通滤波器的加入在前级放大电路中，电容与电阻的适当组合构成了带通滤波器。前级放大电路如图4-43所示。电路整体的协调及仿真图4-43前级放大电路电路中，R4、C4和C5、R7、R8都为高通网络，决定电路的下限截止频率fL其中电路整体的协调及仿真令fL=20Hz，fL1=fL2，则式（4-59）变为得到由式（4-60）可得由式（4-61）可得电路整体的协调及仿真分别取系列值

、

。将此二值代入式（4-59），得同时，

、

为低通网络，会影响电路的上限截止频率fH。其中，fH1为

、

所决定的上限截止频率，且fH2为运放、晶体管所决定的上限截止频率。电路整体的协调及仿真在

的前提下，令

，则可得到但如果C6按上述取值，由式（4-36）知电路的上限截止频率fH必然小于20kHz。故利用计算机辅助设计的手段确定C6的取值。电路整体的协调及仿真4.8.3计算机辅助设计与分析在进行仿真分析时，由于音调控制电路的变化范围大，传递函数复杂，研究起来比较困难，故此处仅研究剩余部分电路的频率响应，这里只使用了一级放大电路。当

且功率放大电路的电压放大