不用光耦反馈反变换器控制LT38251

不用光耦反馈的反激变换器控制IC/LT3825.LT3837对于环境条件苛刻的开关电源，不宜采用光耦回馈，例如军用电子设备，LT3825/37即是LT公司新开发的直接从初级侧绕组检测脉冲电压反馈的控制IC，为提高效率，它加入了对二次侧同步整流的控制和调整，以达到最高效率。输入电压可以是通讯电压，也可以是AC线路整流电压，开关频率可在50KHz～250KHz之间可调,控制器可外同步,以及各种保护功能。LT3825/37，适应输出功率为10W～60W，采用变压器中第三绕组脉冲做输出反馈稳压。因此，二次侧可以多组输出，只要配好匝比即可。这是一款电流控制型的PWM，不用光耦反馈还可以改善瞬态响应能力及可靠性，同步整流提高效率，提高多组输出时匝比精度。LT3825/37强制其工作在连续电流型，这也系为改善各组的交叉调整率。此外软起动，欠压锁定等保护功能都加入了。它采用小型16PIN封装，引脚多可调保障功能也多，但因PIN之间距仅为0.65mm，所以体积不大。下面先介绍PIN脚功能SG（1PIN）二次侧同步整流驱劝输出，给二次侧同步整流MOSFET的栅，有较强驱动能力及动态特性。Vcc(2PIN)IC电源电压供应端，加一支4.7μf旁路电容，最高箝制在19.5V，有欠压锁定功能，在Vcc达到15.3V时起动，降到9.7V时关断。Ton(3PIN)外接一支电阻到GND，设置最小导通时间，在每个周期开始时令开关导通，最小导通时间简化了隔离反馈的方法。ENDLY（4PIN）外接一支电阻，设置使能的延迟时间，在此期间禁止反馈放大器工作，它可使漏感造成的电压尖刺消减。SYNC（5PIN）由外时钟从此端送入信号去同步内部的振荡器频率，脉冲正沿令振荡器放电，使PG变低，SG变高，同步阈值为1.6V。SFST（6PIN）该端用一电容接到GND，去控制峰值初级电流的上斜率，用于控制起动时的冲击电流，Vc端电压不能超过SFST电压，随SFST端电压增加，Vc上的最大电压相应增加，这才允许更大的初级峰值电流，整个Vc上斜时间约70ms/μf电容，若此端开路则无软起动功能。OSC（7PIN）接一支电容到GND，设置振荡器频率，约100KHz*100/pf。FB（8PIN）反馈放大器的反馈结点输入，其通常通过第三个绕组分压检测反激的周期，这端还漏入一个附加电流以补偿负载电流的变化，其由RSMP端设置。Vc（9PIN）此端用于频率补偿，以令其控制环路稳定。它是反馈放大器的输出，也是电流比较器的输入，开关器的频率补偿元件通常接于此端到GND。此端电压正比于初级峰值开关电流。反馈放大器输出在同步开关导通期间被禁止。UVLO（10PIN）从VIN到此端接一个电阻分压器，欠压锁定点取决于VIN的电平，当UVLO端低于其阈值时，栅驱动即被禁止。但仍从Vcc有正常的静态电流，Vcc欠压锁定取代了这个功能。所以Vcc必须足够大，才能保证工作。此端的偏置电流有一个窗口，当UVLO阈值超出时，即源出一个电流，加入的窗口等效于偏置电流的变化倍数，用户可以控制窗口总量，改变分压器电阻比即可。若有用此功能，即将UVLO接到Vcc。SENSE-（11PIN）SENSE+（12PIN）这两个端子，用于测量初级开关电流，通过在MOS开关源极的检测电阻，峰值初级电流要取样加入到变换器控制环，令凯尔文连接到此电阻以减小噪声，SENSE-接到信号地，在最大电流时阈值为98mV。信号消隐将发生在最小导通时间时。COMP（13PIN）外接一支滤波电容用于选择负载补偿功能，负载补偿减小对反馈检测通道中寄生电阻的影响。用一支0.1μf的瓷介电容足够用于此目地，将此端短路到GND也用于不需补偿的情况。RCMP（14PIN）选择用于负载补偿的电阻，若不用补偿时可以将其开路。PGDLY（15PIN）外部接一支可调电阻设置从同步整流驱动的关断到初级栅驱动开启之间的延迟时间。PG（16PIN）初级侧MOSFET的栅驱动输出，该端有大的动态电流流过的能力。GND（17PIN）此端为外壳底部接地端，既接信号地，也接栅驱动的地，然后连接到PCB板的地端，必须小心地处理地线的Layout。LT3825的内部等效电路如图1所示。图1LT3825/LT3837内部等效电路工作描述LT3825/37是一个电流型开关电源控制器IC。设计专用于隔离式反激变换器拓朴，其在二次侧加入同步整流的时序控制。LT3825/37的工作很象传统的电流型控制器。其主要不同在于输出电压的反馈系通过变压器检测输出电压达到目标，这就排除了对隔离处放置光耦的需要，因而极大地改善了瞬态响应，提高了可靠性。LT3825/37使用的反馈放大器，从变压器绕组在折返期间作电压取样，并用此电压控制输出电压稳压。其内部方框电路很象许多电流型控制器，区别仅在反馈放大器及负载补偿电路，逻辑方框也包含对动态所需的控制。反馈放大器—伪直流原理下面的描述参考简化的反激拓朴反馈放大器原理图，当初级侧MOSFET开关MP关断时，它的漏极电压上升到VIN以上，在初级MOSFET关断二次侧同步整流MOSFET导通时出现折返电压，在折返期间非驱动变压器端上的电压由二次侧电压决定，此折返脉冲的幅度在第三绕组中如下式所述。RDSON为MOSFET导通电阻。ISEC变压器二次绕组电流。ESR二次侧电容，绕组及环路的等效串联电阻。NSF变压器反馈用绕组的匝比，即NS/NFLBK。折返电压的大小由外电阻分压器R1/R2送到FB端，反馈放大器比较此电压与内部基准电压，此反馈放大实际是个跨导放大器，其输出仅在折返时间内接到Vc端处。Vc端的外部电容将集成此净反馈放大器的电流，给出控制电压来设置电流型的触发点。在FB端的调节电压接近等于能隙基准电压VFB，因为整个环路增益很高，VFLBK与VFB之间的关系可表示为：将此式与先前VFLBK表示式合并，即给出电压与此内部基准和电阻分压器加上二次侧电阻之间的关系。二次侧输出阻抗非零的影响要进一步细致地讨论，见负载补偿理论。实际所希望表述的Vout可以在应用注意中找到。反馈放大器动态理论远一些，此伪直流折返电压的处理即是反馈放大器的工作，但是折返信号是一个脉冲，没有直流电平，仅在折返脉冲存在时，折返放大器才能工作。这个工作采用图中的使能线来完成。然后时序信号需要加上使能和禁止折返放大器。这里有几个时序信号，它需要适应LT3825/37的工作，参见时序图。最小开关时间ton(min)LT3825/37影响输出电压调整率系通过折返脉冲的作用。如果输出开关不能导通，就没有折返脉冲及输出电压的信息，也就不能正常工作。这会导致不规律的环路响应及起动/锁住问题。解决方案即是需要初级开关在每个振荡周期中有一个绝对小的导通时间。如果输出负载小于在此条件下的开发数，就会强制其连续工作。使能延迟折返脉冲出现在初级侧开关关断时。当然，如果要一个有限的时间直到变压器初级电压波形能代表输出电压，这只是一个局部。由于初级侧MOSFET漏极的上升时间，但更重要的是由于变压器的漏感，延迟在初级侧导致了这个电压尖刺，不会直接与输出电压相关。一些时候还需要内部设置一个放大器反馈电路，为了免除这些现象，将一个延迟加到开关关断命令和反馈放大器使能之间这样的一个使能延迟。在一些情况下，此漏感尖刺没有足够地被使能延迟期间设置，高速率即会出现误差。崩溃检测一旦反馈放大器使能，一些装置随后就需要禁止，这一点用一个崩溃检测比较器来完成。它比较折返电压和固定基准，通常为VFB的80%。当折返电压波形降到此电平以下时，反馈放大器即被禁止。最小使能时间反馈放大器一旦使能，一个固定的最小时间周期项“最小使能时间”就停在使能，这防止了锁住。特别在输出电压异常低的时候，也即起动期间，最小的使能时间周期要确保Vc结点能泵送并增加电流模式的触发点到某一水平，此时崩溃检测系统才能正常工作，这个时间在内部设置。可变使能期间的效果反馈放大器仅在周期时段的一部分使能，这可以从改变固定的最小使能时间来描述一个最大的粗糙的关断开关时间减去使能延迟时间，反馈放大器固有的参数会直接影响可变的使能间隔。这包括影响跨导放大器，及Vc结点的速率变化。负载补偿原理LT3825/37采用折返脉冲来获得二次侧隔离的输出电压的信息，一个误差源会由变压器二次流过同步整流MOSFET的RSDon及不为0的二次侧电容的ESR导致，这就是先前表示的式子。ISEC*（ESR+RDSon）,当然，它通常对变换这个表达式，作为有效的输出阻抗更合适。因为二次侧电流仅在占空比的关断口处流过，有效的输出阻抗等于二次侧在占空比关断时分配的阻抗的总和。由于关断时间等于1-DC，于是：此处，RSOUT为有效的电源输出阻抗。DC为占空比。RDSon为先前定义的（加上ESR）。这个阻抗的误差可以在少数临界应用时认为可以接受，或者如果输出负载电流仍旧相对恒定也可以接受。在这种情况下，外部的电阻分压器可以调整以补偿正常所要求的误差。在更多所要的应用中，输出阻抗误差可以采用负载补偿的方法去减小。图2示出负载补偿功能的方框电路，开关电流转换成电压（由个检测电阻），平均的低通滤波器由内部50K电阻RCMPF和外部电容CCMP组成。这个电压是通过外电阻RCMP加上的，用运放A1和晶体管Q3产生一个电流于Q3的C极上，即从FB结点上减去的。这种有效地增加电压需在R1/R2反馈分压器的顶端去实现等效。平均的初级侧开关电流增加以保持输出电压调整率，随负载增加，平均电流的增加也增加了RCMP电阻的电流，它影响相应的检测输出电压的增加，用于补偿IR的降低。图2负载补偿电路假设相对固定的电源效率下，Eff功率平衡点为：平均的初级侧电流表示在如下的输出电流项目中。此处所以输出电压Vout变化的最终目标是：于是：此处：K1为相对于VIN的变化区间，Vout及效率变化如上表示。RSENSE外检测电阻。正常输出阻抗对消可用这个RS（OUT）的表达式等效。解此方程，有这个公式去决定RCMP合适的数值是为实际所希望的。应用信息变压器设计变压器设计规范是LT3825/37成功使用的最关键部分，下面提供有关设计变压器和潜在的折衷办法。如果你需要帮助，LTC公司的工程师可协助。匝数比设计变压器从决定占空比开始，占空比影响着功率开关的电流和电压应力，输入及输出电容的RMS电流及变压器的利用率，理想匝比为：防止极端的占空比，这通常会增加电流应力，可调的目标系在正常输入电压时选择50%。例如，如果我们设计48V到5V，若为50%占空比，则：通常，更好的性能是略低一些的占空比，若为45.5%，匝比则为1︰8。注意，外部反馈电阻分压器比例设置的输出电压提供给用户附加的自由度去选择合适的变压器匝比，于是可简化比例为更小的目标即1︰1，2︰1，3︰2，以便帮助决定变压器的结构并改善性能。当建起的电源要有多个输出时，即要求多绕组的变压器，此时，低的占空比可以改善交叉调整率，且保持同步整流时间再长一些，也保持二次侧绕组互相耦合的时间再长一些。对于多输出的变压器，匝比对各个绕组更临界。会影响每一路输出电压的精度，双输出电压的比例由公式VOUT1=VOUT2*N21来设置。此处N21为两者匝比。还要保持二次侧MOSFET的RSDon的比例，以改善交叉调整率。反馈线圈通常提供两个功能，一个为反馈电压，另一个要给LT3825/37供电，所以设置此匝比时要提供整流的电压，在最坏情况也要确保大于11V的Vcc关断电压。对于我们的例子选1/3。漏感变压器的漏感会导致初级开关关断后的漏极尖刺电压，在较高的负载电流时会有增大凸起，会消耗更多的能量，更高的折射电压可能会击穿MOSFET。一个解决方案即是减小此尖刺，用吸收回路将电压尖刺切掉。当然，管理此电压会扩展折返的脉冲宽度，如果折返脉冲扩展到使能延迟时间以外，输出电压调整率会受影响。反馈系统有一个考虑限制输入范围，粗略计为±50mV对应FB端。这可抑制更高的电压泻漏尖峰，因为一旦漏的尖刺为几伏特的幅度，一个进一步的增吕的幅度仅在FB反馈系统有很小的影响。因此，安排吸收回路去箝制高压尖刺是可能的，监视MOSFET的击穿，漏感尖刺期间令其尽量短暂。作为一个粗略的考虑，漏感为主电感的几个百分点，或许少于吸收回路的需要，但展示出一些不能稳压调节的错误。此系由于漏感尖刺从几个百分点的漏感直到10%，这会导致稳定误差。防止加倍的漏感的百分比，可在大负载电流时防止突然损耗，这个难以理解的条件会潜在地出现于漏感尖刺变成如此之大的折返波形处理电路，可以极简单地进行思考，是否此漏感尖刺即是折返信号。然后，它返回到一个可能的稳定状态，因此漏感尖刺的顶部是一个控制点，且其后沿去触发崩溃检测电路，这会典型地减小输出电压突然变到原来的几分之一，最坏会到正确值的1/3～2/3。一旦负载电流减到足够小，系统又迅速折回到正常工作。当用变压器采用合适的漏感时，对这种潜在的两种稳态运行要考虑到最坏情况。在最大的所要的负载电流时要能工作在标准状态。能承受暂时短路。注视着正常工作的复原。如果输出电压被发现悬在非正常低值，系统即有问题。此即通常显而易见的与所见初级MOSFET漏极电压监视同时见到的第一手得来的漏感尖刺。最后一个结点，系统的磁化率，即此前的双稳有点象是负载电流/电压特性的函数，负载电流随电阻变，I=V/R，先前是两都稳定。负载能力展示为I=V2/R，比先前更不敏感。二次侧漏感在二次侧的漏感形成一个电感性的分压器，减小了折反脉冲返回的大小量，这增加了输出电压稳定的几个百分点。注意，除非漏感尖刺行为，这个征兆取决于负载，因为二次侧漏感制造后有恒定的百分比，解决方法只有调节反馈电阻分压器的比例作补偿。绕组内阻的影响初级或次级绕级的内阻作用会减少整个效率（Pout/Pin）。二次侧电阻的增加影响输出阻抗，降低负载调整率，负载补偿可以给它一些弥补，但好的设计要保证此电阻值尽量低。双线绕组双线绕组或类似方法是减小麻烦漏感的一个好方法。双线线圈还改善了耦合系数，也改善了多输出的交叉调整率。当然，轻的耦合通常增加初级到次级的电容，也限制了初次级的击穿电压，所以也不总是实用的。初级电感变压器初级电感Lp，选择时基于峰峰值电流比。即在变压器中相对的最大值的电流，一般规律下，保持在X20%～40%纹波电流。更高值的纹波电流将增大导通损耗，较低的值将要求较大的磁芯尺寸。纹波电流及纹波百分比在最小占空比及最高输入电压时最大Lp可由下式计算：此处，fosc—振荡频率。DCMIN—最高输入电压时的占空比。XMAX—纹波电流比，在最高输入电压之下。对于48V（36V～72V）到5V/8A，90%效率，Po=40W，PIN=44.44W。选X=0.4及fosc=200KHz。最佳化可以参见：更有效的方案是获得更高峰值电流但电感要低，绕组串联电阻要小，一个简单的扩展表对此工作即很有用。变压器磁芯的选择已知Lp后，则变压器磁芯的选择即开始，高效变换器使用铁氧体磁芯，可减小磁芯，实际的磁芯损耗取决于磁芯尺寸，（在固定了Lp以后）但感量增加会减小损耗，因为增加电感可以根据匝数来完成。铜耗增加了，变压器的设计即要平衡磁芯损耗及铜损耗，记住：增加线圈电阻将减小交叉调整率及增加所需的负载补偿总量。主要设计目标是选磁芯，减小铜损，防止饱含，铁氧体磁芯材料在饱合时会迅速降低感量，峰值电流会迅速增大。这会导致电感纹波电流的突然增加，随后输出电压纹波激增。所以绝不能允许磁芯饱合，最大初级峰值电流在最小VIN时出现：现在结果为0.202。用实例的数据，得到多输出电压反激变换器的一个优点即是提供多个附加的输出电压，方法简单易行。设计变压器对应多输出，实现所有二次线圈的折返信号的组合。这样负载调整率，会受到每路负载的影响，注意减小交叉调整率的影响。设置反馈电阻分压器对Vout的表达式，从反馈电阻到其工作位置重新安排之后可表示如下：继续此例，如果ESR+RDSON=8mΩ，R2=3.32K，则：如果推荐电阻分压器的塞文阻抗（R1//R2）为3K，则偏置电流可用其它理由省掉。电流检测电阻的考虑外部电流检测电阻用来控制峰值的初级开关电流，它控制着变换器的几个关键参数，包括最大功率，及外部元件大小。选用一无感电流检测电阻，将此电阻直接装在未打破的地线布局。用一宽的短的轨线保持其阻值及无感。两个检测端子允许完整的凯尔文式连接，要确保SENSE+及SENSE-隔开，并紧紧地接在检测电阻处并保护好。峰值电流达到98mV的检测电压VSENSE，正常的检测电阻应是VSENSE/Ipk。例如，一个峰值开关电流为10A，需要的检测电阻为0.01Ω。注意，瞬时的峰值功率在检测电阻上相应达到1W。并联电阻的采用可以帮助实现低的阻值，低的寄生电感及增加功耗能力。RSENSE用最坏情况考虑，最小Lp，VSENSE及最大VIN在连续实例，让我们假设在最坏情况条件下，仍旧为Ipk正常值以上的40%，Ipk=3.64A。如果有10%误差，及最小VSENSE=80mv，寻么RSEVSE*110%=80mv/3.64A，所以正常的RSENSE=20mΩ，接近可能的最低值。选择负载补偿电阻表示RCMP为工作部分所需。继续此实例：如果ESR+RDSON=8mΩ,对RCMP的这个值，为最好的起始点，但经验的方法也需要，它能产生最好的结果。这有几个需要，即输入的变化很难精确估计。例如，ESR项包括变压器的二次侧，它的影响ESR值还取决高的频率状态。不要简化DC绕组电阻，K1在一个简单比VIN/Vout项时出现，但理论估算的效率不象实际效率。建议的方法如下：建起一个所希望的电源包括实际的二次元件的原型。临时地端CCMP端以禁止负载补偿功能在输出电流涌动时跨过整个范围测量输出电压，近似电压变化为线路ΔVout/ΔIout=Rs(out)。对K1常数，基于VIN，Vout及η来计算它的值。计算改变此结果，接一电阻从RCMP到GND。断开地到CCMP。在此处接0.1μF电容到GND。测量输出阻抗Rs(OUT)=ΔVout/ΔIout，用一新的补偿位置，Rs(OUT)将有效地被减小，最后根据经验用换RCMP的方法完成。估算RCMP为：此处，RCMP是负载补偿电阻的新值，Rs(OUT)CMP是放入RCMP的输出阻抗，而Rs(OUT)是没有负载补偿的输出阻抗。设置频率LT3825/37的开关频率用一支外部电容接到OSC与GND来设置的。推荐值在200pf到33pf之间，得到50KHz到250KHz的开关频率。图4示出外接电容与开关频率之间的关系，放一支电容要紧靠IC，减小接线长度，减小寄生电容及潜在干扰。图4频率设置电容与COSC关系曲线也可以用外同步将振荡器工作频率拉到外频率，用SYNC端即可，设置LT3825/37频率比外频率低10%，外脉冲大于2V，足够宽的外同步脉冲来同步，外脉冲上升沿从振荡器电容放电处起始，强制初级MOSFET关断，如果振荡器频率与外同步频率差较大，可能会出现问题。这要用斜波补偿来增加其稳定性。保持同步脉冲宽度大于50ns。设置定时电阻这里有三个内部的“单次发射”时间，它们由一外接电阻设置最小导通时间，使能延迟时间以及初级MOSFET开启延迟时间，所有这些都是隔离的反激控制技朮，在前面已介绍。下面的信息为三个部分的选择。最小导通时间ton(min)最小导通时间是调节在电流限制于初级侧开关开启之后消隐的时间，这是用消除开关前沿尖刺的不良触发来改善调整率性能的办法。这个尖刺是由于栅源充电放电引起的。隔离式反激检测需要一个脉冲去检测输出，最小导通时间可确保总有一个信号去闭锁环路。LT3825/37没有使用周期跨越技朮于轻载状态，因此，最小导通时间总与同步整流设置开关一起并强制其连续工作。ton(min)电阻用下式求出：保持Rton(min)大于70KΩ,好的起始值建议为160KΩ。使能延迟时间使能延迟时间提供一个可调的延迟在初级栅驱驱动的关断和反馈放大器的使能顺序之间，正如先前讨论的，这个延迟允许反馈放大器不受漏感电压尖刺电压在初级侧的影响。最坏情况的漏感尖刺脉冲宽度在最大负载条件时，所以设置使能延迟时间也按此条件。对此部分典型应用时采用强制连续工作的方法。可以设想，二次侧控制器可能会在轻载时成为断续型工作。在此条件下，储存变压器中的能量非常小，反激变换的波形变成“Lazy”，在它指出二次输出电压之前，已过去一些时间，使能延迟时间将作出足够长的时间，而不管反激变换波形在轻载时不适当的部分。甚至通过LT3825/37有一个栅驱动，栅的传输时间在大的MOSFET时传输很慢，增加的延迟时间要求用下面这样的MOSFET。使能延迟电阻由下式决定：保持RENDLY大于40KΩ，一个好的选择是56KΩ。初级栅驱动延迟时间初级栅驱动延迟是从同步整流MOS关断到初级功率MOSFET导通的调整时间，正确地设置消除初级边开关和次级同步整流开关之间的重迭亦即消除随之的变压器中的电流尖刺。这个尖刺会导致附加的补偿应力，加大损耗，减小效率。初级栅驱动延迟电阻用下式求出。好的起始值为27KΩ。软起动功能LT3825/37包含了一个可选的软起动功能，它采用连接一个外部电容在SFST端到GND，内部电路防止Vc端的控制电压超出SFST端的电压。这里有一个起始的上拉电路可迅速将SFST端电压拉到0.8V，从这里用20μA电流源充电到大约2.8V。在故障出现以后SFST结点放电到0.8V，一个故障是Vcc电压太低（欠压锁定），电流检测电压大于200mV，或IC过热保护关断时。当SFWT放电时，Vc结点电压也被拉低到最小电流电压。一旦放电及故障移去，SFST重新再次充电。在此管理中，开关电流减小，变换器中的应力在故障条件下减小。给软起动电容充电的时间为：欠压端子功能UVLO端子提供给用户可调的欠压锁定，这是典型用于提供对应VIN欠压锁定功能。在UVLO端子低于1.24V阈值时，栅驱动被禁止。一个外部电阻分压器接于输入电源与地之间，用于设置起动电压。此端偏置电流取决于该端电压及UVLO状态，提供给用户的变化系其有一个小电流源以改变此端阈值，增加此端电压。由于此端电压降到阈值以下，电流源即停止，UVLO上进一步的压降也即停止。在此管理模式下产生了此阈值。参照图3，在VIN端的电压阈值等于此偏置电流乘以RA。设计过程中所要的VIN参考阈值VUVHYS，于是有：RA=VUVHYS/IUVLO此处，IUVLO=IUVLOL-IUVLOH，大约为3.4μA。于是RB用所希望的开启电压求出：如果我们想要一个VIN参考触发点为36V，用1.8V阈值。用好的Layout，板上噪声会导致UVLO的问题，可采用将分压器滤波的办法，但要保持大电容关断，否则它会动作非常慢，图3C示出一个替代的方法，即在电阻RA处将电容插入。变换器起动对于LT3825的标准电路，使用第三个变压器线圈于初级侧，令其提供两个反馈信息，在位于Vcc供电给LT3825处，见图5。这种供电方式改善了变换器的效率，没有其固有的自起动。起动只由外部触发充电电阻及LT3825的内部Vcc欠压锁定电路执行。Vcc欠压锁定有较宽的阈值，去简化起动工作。图5变换器启动图6LT3825的典型供电方式在工作中，触发充电电阻RTR接到VIN并支持一个1mA的电流给CTR充电，起始LT3825关断，仅驱动其起动电流，当CTR达到Vcc开启值电压时，LT3825起动然后才要驱动其正常工作电流。开关激活命令及变换器开始驱动MOSFET到输出。起始输出电压为低，折返电压也为低，所以CTR供给LT3825电流的大部分，Vcc电压连续下降，直到大约10ms过后，输出电压达到设计值，折返线圈开始给LT3825提供电源电流，并将Vcc稳定。如果CTR在给定容量以下，Vcc达到了Vcc关断电压阈值，这样，LT3825又关断了，Vcc结点又开始重新充电到开启阈值，然后再次开启。这取决于电路，这可能导致几次开关反复，或就在Vcc结点上振荡。RTR的选择，按最坏情况，最小充电电流必须大于LT3825的起动电流，而最坏情况的最大充电电流少于LT3825的电源耗电速率。此CTR也必须足够大，以防止其成为张弛振荡器，这一点较复杂，比上面用理论上去解决要麻烦一些，它还取决于二次侧电路及负载状况。经验测试法在此推荐使用，注意，使用所选的软起动动能，拉长了供电时间还需要一个非常相应的CTR值。如果你有一个可能的最小输入电压在Vcc的范围以内，内部宽的阈值范围UVLO功能变成了逆向生产了。在这样的情况，它会更适合用LT3825直接从可能的电源下工作，此时用LT3837来取代LT3825会更好，除非它缺乏内部Vcc欠压锁定功能，设计成直接工作在4.5V～19V范围。LT3825有一个内部箝制Vcc到大约19.5V。这提供了一些保护给一些UVLO低的情况，Vcc结点拉高，如果RTR大小合适，决不要得到这个箝制电压。控制环补偿环路的频率补偿用接一电容网络于反馈放大器输出到GND来执行，见图10。由于反馈放大器先前的取样，补偿与传统电流型开关控制器都不一样，通常仅CVC是必要的，RVC可以用于加一零点，但相移改善了。传统方法由电阻提供通常已由非零的次级电路执行，CVC2可用来加一个附加的高频极点通常为CVC的0.1倍。在进一步对比传统电流型控制器时，Vc端对LT3825/37纹波通常不必确保，动态自然的箝制反馈放大器形成了一个有效的轨迹来保持响应的类型。无论如何，Vc电压变化于折返脉冲期间，但在下个周期开关ON的部分会得到保持，这个作用实际上是在电流比较器检测期间保持Vc电压稳定。AN19中提供一个方法去经验地作频率补偿，基本介绍了加入一个负载电流监视其响应状况。斜率补偿这部分包括电流斜率补偿。在占空比大于50%时需要斜率补偿来保证电流环的稳定。在一些开关控制器中，斜率补偿在高占空比时减小了最大峰值电流，LT3825/37消除了这个问题，它采用的斜率补偿电路系用最大电流检测电压在整个周期中都保持稳定的方法。最小负载的考虑在轻载时，LT3825/37推出调整率强制进入连续导通模式，初级开关总要导通一个短时间，此时间由tONmin电阻设置。在关断期间，功率将返回初级侧，此时同步开关已导通，这样做不会产生任何固有的麻烦问题，仅轻载时效率降低。最大负载的考虑电流型控制使用Vc结点电压及放大了的检测电阻电压并将其送到电流比较器，当放大的检测电压超过Vc结点电压时，初级侧开关即关断。在正常使用时，峰值开关电流在FB电压低于内部基准时会增大。它会继续直到Vc达到2.56V的箝制值。在箝制值处，初级侧MOSFET开关将关断于98mV的VSENSE电平，这在下个周期仍旧重复。这对于峰值初级开关电流参照RSENSE上电压超过98mV是可能的，因为最小开关导通时间已消隐，如果VSENSE上的电压超过206mV，在最小导通时间之后，SFST电容就放电，同时导致Vc电容放电，然后减小了下个周期的峰值电流，并将减少初级开关整个的应力。短路条件限流损耗在输出短路时控制在一定条件下是可能的，如果占空比为最小导通时间大于二次线圈电压与输入电压的分压比，那么峰值电流在正常值之下就不受控，它会锁死逐个周期到更高电平。经验的计算法，要保持对短路控制，需要：此处，tON(min)初级侧开关最小导通时间。Isc短路输出电流。Nsp二次到一次的匝比（Ns/Np）。其它各量前面都已叙述。糟糕的是典型的仅在应用中就会与相对较高的输入电压时间与二次/一次匝比乘积的冲突。或是与相对较长的最小开关时间的冲突。此外，几个实际世界的效应如变压器漏感，线圈交流损耗，输出开关电压降，将几个合并成一个简单的原理计算出一个保守的估计。精明的设计评估此开关器的短路保护加上任何附加电路才能防止这些麻烦。输出电压误差源LT3825/37的反馈检测插入一个附加的误差源。下面总结列表。内部能带间隙基准电压设置基准电压给反馈放大器。细节描述其变化。内部反馈电阻分压器比直接影响调整的电压。要用1%的元件。变压器二次侧漏感减小了反馈用线圈匝比（Ns/NF）的效果。这增加了用简单百分比来增加输出电压的目标值。由于二次侧漏感是恒定值，调节反馈电阻比即可补偿。变压器二次电流流过线圈电阻的阻抗，同步整流MOSFET的RSD（ON）及输出电容的ESR，则直流等效电流对此误差要比负载电流大。因为导通出现仅在变换器初级的关断时间，所以电流为负载电流除以（1-DC）。如果输出负载电流相对恒定，反馈电阻分压器用于补偿这些损耗。此外，用LT3825/37负载补偿电路亦可。如果采用多输出，则折返线圈要有一个信号，它表示所有这些线圈阻抗的一个综合效应，小习你要调查最坏情况下的负载条件，此时电压会***功率MOSFET的选择功率MOSFET的选择初始为导通电阻RSDON，输入电容，漏源击穿电压BVDSS，最大栅电压及最大漏电流。初级侧功率MOSFET，峰值电流为：此处，XMIN为峰峰电流比，如早期定义。对二次侧功率MOSFET，峰值电流为：选择初级侧MOSFET时，BVDSS要大于：此处，Nsp参照匝比，Ns/Np*LLKG为初级侧漏感，Cp初级侧电容，（Coss）吸收回路可以加入以减小早期讨论过的漏感。对每个二次侧功率MOSFET，BVDSS要大于选择初级MOSFET的RDSON系在正常栅驱动电压（7.5V）时，二次侧的MOSFET栅驱动电压取决于栅驱动的方法。初级侧功率MOSFETRMS电流由下式给出：对每个二次侧功率MOSFET的RMS电流由下式给出：计算MOSFET的功耗，由于初级功率MOSFET工作在高的VDS，传输功率损耗项要较精确，CMILLER为临界参数，它决定传输功耗，但在数据表中未给出规范。CMILLER的计算要从栅充电曲线中找出。曲线平坦部分为MILLER效应电容，计算如下式：曲线由给定VDS作出对不同的VDS电压的密勒电容可以用计算出的密勒电容乘以实用VDS之比得出。CMILLER决定了，计算初级功率MOSFET的功耗：此处，RDR为栅驱动电阻（10Ω），VTH为栅驱动阈值电压。Fosc为工作频率，VGATE（MAX）=7.5V。（1+σ）通常为一个MOSFET在正常RDSON之下对应温度的变化，如果你没有曲线，则σ取0.005/0C*ΔT，此式对低压MOSFET有效。二次侧功率MOSFET典型工作在相对低的VDS之下，所以可以忽略传输损耗，功耗用下式计算：用已知功耗，可求出MOSFET结温，用下面公式：此处TA为环境温度，QJA为MOSFET结温到环境的热阻。一旦有了Tj，即可计算推荐的σ及功耗直到由敛。栅驱动结点的考虑PG和SG栅驱动为强力驱动，有最小的上升下降时间，这改善了效率。但高频元件的这些信号也会导致问题，保持接线要短、宽。减小寄生电感。寄生电感与MOSFET的栅电容会建起LC槽路，若Layout理想应串入一支电阻，5Ω或再大些，以防止LC振铃。但这会令上升下降时间变慢，使效率降低。LT3825/37的栅驱动将箝在最大栅压7.5V处，所以你可以安全地用到10V的VGS的MOSFET。同步栅驱动有几种不同的方法去驱动同步整流MOSFET的栅，完整的变换器隔离对同步整流驱动也要求隔离，这通常用一个脉冲变压器来完成。通常脉冲驱动器用来驱动二次侧的缓冲器，见应用电路。当然，其它方法也可能，这里的栅驱动及二次侧同步整流控制器是可能的，加个缓冲器也是一个附加特色。电容选择在反激变换器中输入及输出电流都是脉冲，要放置若干个所需的输入及输出滤波电容，输入及输出滤波电容的选择基于RMS电流的比率及要求的纹波电压大小。选择输入电容用纹波电流比率继续此例：保持输入电容串联电阻ESR及电感ESL最小，它们会影响电与磁的接口状态，在一些情况，高的ESR还会产生稳定问题，因反激变换器展示一个负的输入阻抗特性。参见AN19。输出电容大小，由纹波电流掌握，要确保可以接受的纹波电压达标，输出电容有的RMS电流比率要大于下面的值。继续此例：这是为每个输出计算出的，适于多输出的变换器。ESR及ESL用bulk电容会影响输出纹波，典型的反激变换器的波形给出于图7。图7LT3825的反激变换起的波形最大可接受的纹波电压可用于估算起始点电容值，对简单应用，我们选2%的最大输出纹波，在ESR和充电放电的ΔV之间相等均分，这个百分比的纹波变化取决于应用的需要，你可以定义出如下公式：对于1%总纹波电压，输出电容的ESR由下式给出：由于bulk电容元件的另外的1%，用此式：在许多应用中，输出电容由多个电容并联组成以达到电压纹波的指标，可靠性指标及成本指标。例如，低ESR的瓷介电容即可减小总ESR，而电解电容组成整个的所需的bulk电容容量。继续我们的实例：输出电容需要：这些电特性需要并联几个低ESR的电容，为混合型的。多数电容的纹波电流比率基于2000小时的寿命，这使它成为适当合理地减少电容或选择能承受更高的温度的电容。一个方法是减少成本，改善输出纹波采用LC滤波，图8示出这种方法。滤波器的设计，如以前展示的数据表。当然，作为起始点，使用这些总的目标，由1/4C