西安邮电学院-西安培华学院

西安培华学院本科毕业论文（设计）无线调频发射机与调频接收机设计PAGEPAGE26摘要本文简要的介绍了无线调频发射机和接收机。文章从方案的总体论证入手，阐述了发射、接收的设计思想、基本原理和具体电路的设计与计算。发射机采用分立电路完成，而接收机采用了集成芯片实现接受,从而简化了电路设计。关键词：无线遥控；调频；发射；接收；解调AbstractThistextbriefintroductionwirelessradiotransmitterandreceiver.Thearticleproceedswithoveralldemonstrationofthescheme,haveexplaineddesignphilosophy,thedesignsofbasicprincipleandconcretecircuitofsuchfunctionmoduleascode,modulation,launching,receiving,demodulation,decipherarecalculated.Transmitterusedtocompletetheseparationcircuit,andthereceiverusedtoachieveacceptableintegratedchip,thussimplifyingthecircuitdesign.Keywords:Wirelessradiotransmitterandreceiver;Frequencymodulation;Launch;Receive;Demodulatio

目录TOC\o"1-2"\h\z\u引言 1第1章总体方案论证 11.1发射机 21.2接收机 3第2章实际电路的设计与计算 42.1发射机 42.2接收机 15第3章电路的组装与调试 203.1调频信号的产生电路的调试 213.2功放电路的调试 213.3接收放大电路的调试 223.4解调电路的调试 233.5整机电路的装调与测试 23结论 24致谢 25参考文献 26西安培华学院本科毕业论文（设计）无线调频发射机与调频接收机设计引言随着无线通信技术的迅速发展，无线通讯技术已广泛地在通信、计算机、自动控制、自动测量、遥控/遥测、仪器仪表、医疗设备和家用电器等领域中应用。无线电路与人们熟知的双向无线电、电视、广播设备并无不同之处。它们中的一些需要高线性调制（TV图像），一些需要经过中继站工作（双相无线电），真正的差别在于元件的体积小得多，以及在无线电中，绝大多数情况下都能使用时分复用、扩频或其他能有效提高通信带宽利用率的方法。无线通信技术以惊人的速度持续增长，几乎每天都有新的应用的报道。除了诸如无线电广播和电视等传统的通信应用外，射频（RF）和微波也正在被应用于无绳电话、蜂窝移动通信、局域网和个人通信系统中。无钥匙进门，射频识别，在医院或疗养院中监控病人，计算机的无线鼠标和无线键盘，以及家用电器的无线网络化，这些都是应用射频技术的其他一些领域。其中某些应用传统上采用红外技术，然而射频电路由于其卓越的性能正在取而代之。在可以预见的将来，射频技术有望继续保持当前的增长率。设计无线遥控电子系统的根本目的是将信息从一处传到另一处。因此无线遥控电子系统可划分为发射电路、接收电路和存在发射与接收之中的信息处理和控制过程。由于存在地球大气的损耗，因而直接传送信息不现实，把信息通过载波调制到高频是必要的。在本设计中采用FSK调制方式、甲乙类功率放大器和耦合天线构成发射电路、接收电路采用集成芯片混频器进行高频向低频解调及必要的信息恢复电路。本文叙述了发射机、接收机、解调等电路的原理，利用计算机仿真完成了电路形式的选择和性能分析。达到了理论与实际相结合的目的，提高了分析问题解决问题的能力。第1章总体方案论证根据课题要求，用图1-1体现系统的组成：无线调频发射与接收系统无线调频发射与接收系统发射机部分接收机部分发射机部分接收机部分解调电路高频功放输入回路调频电路隔离电路功放发射振荡电路解调电路高频功放输入回路调频电路隔离电路功放发射振荡电路图1-1无线调频发射与接收系统的组成无线调频发射部分，主要完成高频小信号的发射；无线调频接收部分，负责接收高频信号，并恢复原始信号。在实际设计当中，我们将系统分为发射与接收两部分讨论。1.1发射机发射机结构如图1-2所示。主振主振调制射随器高频功放图1-2发射机结构1.1.1LC振荡电路的选择我们选择了基于电容反馈三点式振荡器改进型西勒电路，而不是电感三点式振荡器，就是为了获得满意的波形。因为电容三点式振荡的集电极和基极电流，可以通过对谐波为电阻抗的电容支路回到发射极，所以高次谐波的反馈减弱，输入的谐波分量减小，波形更加接近于正弦波。其次，该电路中的不稳定电容都是与该电路并联的，因此适当加大回路电容值，就可以减弱不稳定因素对振荡频率的影响，从而提高了频率稳定度。1.1.2调制方式的选择实现调频的方法很多，大致可分为两类，一类是直接调频，另一类是间接调频。直接调频是用调制信号电压直接去控制自激振荡器的振荡频率（实质上是改变振荡器的定频元件），变容二极管调频便属于此类。间接调频则是利用频率和相位之间的关系，将调制信号进行适当处理（如积分）后，再对高频振荡进行调相，以达到调频的目的。两种调频法各有优缺点。直接调频的稳定性较差，但得到的频偏大，线路简单，故应用较广；间接调频稳定性较高，但不易获得较大的频偏。考虑到电路的复杂度故采用直接调频的方案。1.1.3功率放大电路的选择功率放大器一般可由推动级、中间级和输出级组成，具体级数应由所要求的总功率增益而定。发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。如果要求整机效率较高，应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求，故选用丙类功率放大器较好。考虑到前后级影响的问题，在振荡器与功放间加入了一级射随器，起隔离和激励的作用。1.2接收机接收机结构如图1-3所示：输入回路、放大混频本振7.5MHz中频放大鉴频1.2.1接收机电路的原理介绍输入回路、放大混频本振7.5MHz中频放大鉴频天线接收到的高频信号，经输入谐振回路选频，再经高频放大级放大（如果调谐回路输出信号不是很微弱，可省去这一级）进入混频级。混频级的输出接调谐回路选出中频信号，再经中频放大器放大，获得足够高的增益，然后经鉴频器解调出低频调制信号，由低频功放级放大，驱动扬声器或控制器。1.2.2接收机电路的选择为保证接收机具有较高的灵敏度，选用高频低噪声晶体管2SC763。为获得一定的电压增益，采用共射级谐振放大电路。天线接收到的高频信号，经输入调谐回路选频为7.5MHz的一条信号后，经过高频小信号放大器放大，放大后的信号被送入混频电路进行混频和解调再送入其它控制电路。1.2.3解调电路的选择为了实现低功耗、低电压和高灵敏度的优点，选择了摩托罗拉的单片集成窄带FM解调芯片MC3361B构成解调电路，它在窄带语音和数据通信中有良好的镜频抑制能力。MC3361B包含一个振荡器、混频器、限幅放大器、正交鉴频器、有源滤波器、静噪电路、搜索控制和闭音开关。通过对MC3361B外围器件值的确定，使MC3361B本振在8MHz，与高频放大器送来的7.5MHz的信号进行混频，产生500KHz的中频信号。中频信号经过500KHz的窄带陶瓷滤波器（FL）送回MC3361进行鉴频。第2章实际电路的设计与计算本章将详细阐述该课题实际电路的各功能模块的原理、电路的工作状态、各模块电路中所用的各种元器件的选择及其参数的确定。2.1发射机发射电路是以高频电子线路的知识为依托，这其中包括了LC正弦振荡器，射随器，功放电路等模块，我们在教材中运可以找到这些模块的原型电路。2.1.1LC振荡器的设计振荡器是不需外信号激励、自身将直流电能转换为交流电能的装置。凡是可以完成此功能的装置都可以作为振荡器。无线电发明初期所用的火花发射机、电弧发生器等，都是振荡器。但是用电子管、晶体管等器件与L、C、R等元件组成的振荡器则完全取代了以往所有产生振荡的方法，因为它有如下优点：它将直流电能转变为交流电能，而本身静止不动，不需作机械转动或移动。如果用高频交流发电机其旋转速度必须很高，最高频路也只能达50KHz，但却需要很坚实的机械构造。LC正弦波振荡器产生的是“等幅振荡”，而火花发射机等产生的是“阻尼振荡”。使用方便，灵活性很大，它的功率可自毫瓦级至几百千瓦，工作频率则可自极低频率（例如每分钟几个周波）之微波波段图2-1电容三点式振荡器等效电路我们选择了基于电容反馈三点式振荡器改进型西勒电路，而不是电感三点式振荡器，就是为了获得满意的波形。因为电容三点式振荡的集电极和基极电流，可以通过对谐波为电阻抗的电容支路回到发射极，所以高次谐波的反馈减弱，输入的谐波分量减小，波形更加接近于正弦波。其次，该电路中的不稳定电容都是与该电路并联的，因此适当加大回路电容值，就可以减弱不稳定因素对振荡频率的影响，从而提高了频率稳定度。最后，当工作频率较高时，甚至可以只用器件的输入和输出电容作为回路电容。因而本电路适用于较高的工作频率。但是，电容三点式振荡不能通过调整C1和C2来改变振荡频率，否则其反馈系数也将改变。但只要在L两端并上一个可变电容器，并设C1与C2为固定电容，则在后面的FSK直接调频时，基本上不会影响反馈系数。图2-2就是我们用到的西勒电路。图2-1电容三点式振荡器等效电路图2-2a．LC调频振荡器的电路由LC正弦波振荡器与变容二极管调频电路所组成，其电路，如图2-2所示。其中晶体管VT和电容C1、C2、C3组成电容三点式振荡器的改进型电路—西勒电路。VT的静态工作点由R1、R2、R3、R4所决定，即：为了减小管子与回路间的耦合，C3取值较小，C1、C2取值较大。通常C3远小于C1、C3也远小于C2，因而回路总容近似等于C3。而且L1、C1、C2、C3组成并联谐振回路，C1、C2对振荡频率的影响便大大减小，回路振荡频率f0则主要由C3、L1决定，即：而管子的极间电容Cce、Cbe、Ccb又全部直接并联在C1、C2上，它们只影响C1、C2的值而不影响C3。可见C3越小，管子间电容对回路谐振频率的影响就越小，回路标准性也就越高。但C3不能无限小，它受到振幅起振条件的限制。因为接入C3后，接在电感L1两端的电路RL’（RL//Re0）折算到振荡管C-B极的数值减小，其值为：其中：因而放大器的增益也就是环路增益会相应的减小。所以在实际电路设计中，要合理选择C3的值。而C1两端的电压构成振荡器的反馈电压UBE，以满足相位平衡条件。比值F=C2/C1决定反馈电压的大小，当Av0F=1时，振荡器满足振幅平衡条件，电路的起振条件为：Av0F›如果C3取几十皮法，C2、C1可取几百皮法至几千皮法。反馈系数F一般取—。电路采用+12V的直流稳压电源，高频三级管选用3DG100（3DG6），主振频率f0=7.5MHz。b．确定电路形势和设置静态工作点小功率振荡器的静态工作电流ICQ一般为1～4mA，ICQ偏大，振荡幅度增加，但波形失真加重。频率稳定度降低。振荡器的静态工作点取：Icq=2mA，UCEQ=6V,测得三极管的β=60。则：为了提高电路的稳定性，R3的值可适当增大，取：R3=2KΩ，R4=1KΩ由：Ueq=IcqRe=IcqR4=2V若取流过R2的电流Ib2：Ib2=10Ibq=10Icq/β=0.33mA则：由式即：R1用20电阻和47的电位器串联，以便在实际电路中调整静态工作点。c．主振回路元件值的计算若取L1=10，则C3≈45pF试验中可适当调整L1、C3及电路中各电容、电阻的值，以使振荡器输出正弦波波形和幅度达到要求。电容C1、C2有反馈系数F及电路条件C3远小于C1、C3远小于C2所决定，若取C1=1000pF，由F=C2/C1=0.5～0.125，若取F=0.5，则C2=510pF，取藕和电容CB=0.012.1.2调频电路的设计调频电路采用电容二极管用2CC1C电路。本设计中，调制信号为二元单极性码，即只有高低两个电平，故对调制线性度要求不高。因此，本设计采用电容二极管部分接入，即对变容二极管不外加反偏电压的电路。变容二极管部分接入振荡电路，这有利于提高主振频率f0的稳定性，减少调制失真。图2-3为变容二极管部分接入振荡回路的等效电路。图2-3变容二极管部分接入振荡回路的等效电路由于对变容二极管没有加反偏压，如图2-4所示：图2-4Cj为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为：可求得Cj对主振回路的介入系数p为：在上式中：Cj0—变容二极管零偏压时的节电容Ud—变容二极管PN结内建电位差（硅管Ud=0.7V，锗管Ud=0.3V）—电容变化指数，由变容观型号决定，由变容管型号决定，如变容管2CC1C的=0.5U—变容二极管两端电压，本设计中，为使变容二极管参量的变化对振荡频率影响较小，必须使接入系数p〈〈1，这样才能使振荡器的频率稳定度提高。取Cc=5pF，Cj=21pF，并在调试中作适当调整。低频调制信号UΩ的耦合之路电容C5及电感L2应对UΩ提供通路。所以在电路中可以获得最大的电容变化量，并且避免了由偏压变化而引起的频率漂移，同时还简化了电路。若基带信号引起的结电容变化为，则引入主振回路的电容变化量为p2，可求得由此引起的振荡频率的变化为式中为主振回路总电容。符号表示与的变化相反。2.1.3射随器的设计设计中采用射随器，是利用它的输入阻抗高、输出阻抗低的特点，来将振荡级和功放级隔开，以减小功放对振荡级的影响。因为功放输出信号功率较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的稳定度，使振荡波形产生失真或减小振荡器的输出电压。所以设计时为了减小级间相互影响，通常在振荡级和功放级间插入缓冲隔离级—比如本次采用的射随器。射随器的输入阻抗高，可是振荡电路有一个稳定的负载，输出阻抗低，可为功放级提供一个恒压源。虽然射随器的电压放大倍数Ａｖ接近为1，但对电流仍有放大作用。本设计中采用如图2-5所示的射随器电路。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，取Uceq=1/4Ucc，Icq=3～10mA。图2-5射随器电路实际电路中取：Ucc=12V，Icq=5mA，Ubec=0.7V，β=60。Ueq=Ucc-Uceq=12-3=9(V)Ubq=Ueq+Ubeq=9+0.7=9.7(V)Re=Ubeq/Icq=9/5=1.8(KΩ)Ibq≈Icq/β=5/60=83.3E-6(A)Rb=(UCC-Ubq)/Ibq=100(KΩ)Rb采用30KΩ的固定电阻和100KΩ的电位器串联，Re采用4.7KΩ的电位器，这样是为了便于在实际电路中调整静态工作。由于诸多因素的影响，上面各元件的值仅作为调式电路的参考值。2.1.4末级功放及发射电路的设计无论是在低频电路中还是在高频电路中，为了获得足够大的输出功率，必须采用功率放大器，二者相同之处在于都是输出功率大和效率高。但由于二者的工作频率和相对频带宽度相差很大，就决定了它们之间有着根本的差异：低频功率放大器的工作频率低，但相对频带宽度却很宽；高频功率放大器的工作频率高，但相对频带很窄，中心频率越高，则相对频宽越小。利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器。谐振功率放大器主要工作在高频段，用作无线电发射机的功率输出级。根据放大器电流导通角的范围，可分为甲类、乙类、丙类、甲乙类、丁类及戊类等不同类型的功率放大器。甲乙类放大器适合作为中间级或输出功率较小的末级功放。本设计中，要求一级宽带放大器加一级丙类功放实现，其电路形式如图4-1所示。图4-1功率激励与末级功放电路a.丙类功率放大器(末级功放)设计（1）基本关系式如图4-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-VBE是利用发射机电流的分量Ie0在射极电阻R14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流iC为余弦脉冲波。利用谐振回路LC的选频作用可输出基波谐振电压uc、电流iC1。集电极基波电压的振幅 Ucm=Icm1RP式中，Icm1为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。输出功率Po Po=Ucm.Icm1=Ucm2/(2RP)直流功率Pv Pv=Vcc.Ic0集电极耗散功率PT PT=Pv-Po集电极的效率η η=Po/Pv集电极电流分解系数α(θ) αn(θ)=Icmn/icmmax导通角θ （θ一般取）（2）确定丙类放大器的工作状态为了获得较高的效率η和最大的输出功率Po，选丙类放大器的工作状态为临界状态，θ=700，功放管为3DA1。3DA1的参数如表4-1所示。表4-13DA1参数表PCMICMVCEShfefTAP1W750mA≥1.5V≥10≥70MHz13dB最佳匹配负载由Po=0.5Ucm.Icm1=Ucm2/(2RP)可得：集电极最大输出电压Ucm=10.5V集电极基波电流振幅：Icm1=95.24mA集电极电流最大值Icm=Icm1/α1(700)=95.24/0.44=216.45mA集电极电流直流分量Ic0=Icm*α0(700)=216.45*0.25=54.11mA电源供给的直流功率Pv=Vcc*Ic0=649.35mW集电极的耗散功率PT=Pv-Po=649.35-500=149.35mW(小于PCM=1W)总效率η=Po/Pv=500/649.35=77.00%输入功率Pi=25mW若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW基极余弦脉冲电流的最大值Ibm(设晶体管3DA1的β=10)Ibm=Icm/β=21.45mA基极基波电流的振幅Ibm1=Ibmα1(700)=21.45*0.44=9.44mA基极电流直流分量Ib0=Ibmα0(700)=21.45*0.25=5.36mA基极输入电压的振幅Ubm=2Pi/Ibm1=5.30V丙类功放的输入阻抗（3）计算谐振回路及耦合回路的参数输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)取N5=2，N3=3。谐振回路电容C11=100pF谐振回路电感L输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。若采用外径*内径*高度=Φ10mm*Φ6mm*Φ5mm的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式式中，=100H/m为磁导率；N为变压器初级线圈匝数；A=25mm2为磁芯截面积；l=25mm为平均磁路长度。计算得N=8，则N4=5或则，取值2~10，上述公式取2。 需要指出的是，变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。（4）基极偏置电路发射极电阻R14 由公式可得，取标称值高频旁路电容C12=0.01uF。高频扼流圈ZL2=47uH。(4)可变电容CT=(5~20)pF。（5）元件清单CT=(5~20)pFZL2=47uHC12=0.01uFC11=100pF N3=5，N4=3,N5=2、3DA1管子b.宽带功率放大器(功率激励级)设计功率激励级功放管为3DG130。3DG130的参数如表4-2所示。表4-23DG130参数表PCMICMVCEShfefTAP700mW300mA≤0.6V≥30≥150MHz13dB（1）计算电路参数有效输出功率PH与输出电阻RH宽带功率放大器的输出功率PH应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW，其输出负载RH等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86Ω。即PH=25mWRH=86Ω实际输出功率Po设高频变压器的效率η=80%，则Po=PH/η=31.25mW集电极电压振幅Ucm与等效负载电阻若取功放的静态电流ICQ=ICm=7mA，则Ucm=2Po/ICQ=2Po/ICm=8.93V约为1.3KΩ高频变压器匝数比N1/N2取变压器次极线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=6。发射极直流负反馈电阻R13取标称值360Ω功放输入功率Pi本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益AP=13dB(20倍)，则输入功率功放输入阻抗Ri(取)若取交流负反馈电阻为10Ω，则本级输入电压振幅Uim（2）计算电路静态工作点、R11、R12(I1=5~10倍IBQ)若取基极偏置电路的电流I1=5=5*0.23mA=1.15mA，则取标称值R12=3kΩ。为了调节电路的静态工作点，R11可由标称值为5.1kΩ的电阻与10kΩ的电位器组成。高频旁路电容C10=0.02uF。输入耦合电容C9=0.02uF。此外,还可以在直流电源VCC支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC的Π型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC滤波器，以改善负载输出波形。（3）元件清单C9=0.02uFC10=0.02uFN1=6，N2=2R13=360Ω3DG130管子2.2接收机如图1-3所示，接收机分为放大、混频、本振、解调几个部分。2.2.1输入回路和放大电路的设计接收机输入耦合回路采用7.5MHz中频变压器T2。接收机的输入回路电路、高频小信号的放大电路如图2-7所示：图2-7图2-7a.设置晶体管VT4的静态工作点，计算元件的参数本放大电路采用的是普通的高频小功率管3DG100B，它的部分参数为：rb’b=50Ω，Cb’c=3pF。当IE=1mA时，Cb’e=25pF。为使晶体管处于放大状态，VT4的静态工作点Q取值如下：电源电压UCC=5V，Icq=1mA，Ueq=1.5V，Uceq=3.5V，设β=60则：Rb1用10电阻和47电位器，以便调节静态工作点。b.计算谐振回路的参数放大器在高频情况下的等效电路的y参数Yie、Yoe、Yfe和Yre分别为：输入导纳：输出导纳：正向传输导纳：反向传输导纳：式中，gm—晶体管的跨导，与发射机电流的关系为：gb’e—发射介电导，与晶体管的电流放大系数β及IE有关，其关系为：—基极体电阻，一般为几十欧姆（高频工作频率下）—集电极电容，一般为几皮法—发射结电容，一般为几十皮法至几百皮法由上面各式及三极管的静态工作点参数可得gm、gb’e为：下面计算4个Y参数：∵所以：gie=0.622（mS），rie=1/gie=1.61（），Cie=0.185/7.5nF=24.7pF又因为：所以由得：；所以在设计线圈时为了简化设计过程，线圈回路电容C4都取15pF，而且线圈的初级总匝数N2=48，集电极接入初级的匝数N1=32，次级线圈的匝数为N3=4。所以接入系数p1=N1/N2=2/3，p2=N3/N2=1/12。所以，回路总电容就可以求出：=C4+p12Coe+p22Cie=19（pF）高频电路中的耦合电容及滤波电容一般采用体积较小的瓷片电容，现取：耦合电容：C1=0.1旁路电容：C2=0.01滤波电容：C3=0.1电路中该高频小信号放大器的电压放大倍数Av0为：放大器的通频带BW与谐振电路的电压放大倍数Av0的关系为：2.2.2对接收信号解调电路的设计本设计中对已调信号进行处理恢复基带信号，是通过Motorola专用集成电路芯片—低功耗窄带FM/IFMC3361B来实现的。MC3361B包含一个振荡器、混频器、限幅放大器、正交鉴频器、有源滤波器、静噪电路、扫描控制和闭音开关。该电路只使用了它的振荡器、混频器、限幅放大器、正交鉴频器。通过8MHz晶振与输入的7.5MHz的高频信号混频，输出信号通过500KHz的窄带陶瓷滤波器（FL），则产生了500KHz的中频信号。MC3361B用在FM双工通信中的参数如下：在2V到8V的电源下工作低漏电流：3.9mA（在Vcc=4V的条件下）具有很好的灵敏度：输入限定电压-3dB=2.6（在Vcc=4V的条件下）只需要较少的外部零件工作频率最高可到60MHzMC3361B在电路中的运用如下图2-8所示：图2-8MC3361B在电路中的应用下图2-9是MC3361B的示意图：图2-9MC3361B示意图2.2.3线圈的设计由于线圈的设计过程相当的复杂、繁琐、这里仅作扼要的阐述。设计中涉及到如下两种线圈：I型I型Ⅱ型Ⅱ型图2-12两种线圈的设计方法基本相同：（以I型为例）设：N1—2、3之间的线圈匝数N2—1、3之间的线圈匝数N3—4、5之间的线圈匝数RL—4、5之间所接的负载电阻QL—初级回路有载品质因数，一般取值2—10，设计中QL取值都很高，接近10。设计中，计算选频网络的三级管集电极负载电阻R0时，所涉及到的集电极输出功率P0是三级管的极限参数PCM—最大输出功率。利用经验公式：将数值代入上式，可得：L≈30谐振阻抗与变压器线圈匝数比为：；利用上面的公式，对于不同的线圈，变压器匝数比分别为：B1线圈：N2：N3=34：15；B2线圈：N1：N3=N2：N3=24：4；B3线圈：N1：N3=32：4，N2：N3=48：4；B4线圈：N3=90。注：上面的数值都是实际的线圈匝数。第3章电路的组装与调试要完成一件电子产品，必须要完成原理图设计、PCB图设计、制板、制造等几个步骤。当然在制板、制造之前首先要保证原理图设计准确无误方可进行PCB图设计，这就要求设计者对所设计电路的性能进行初步调试、验证。早期的电子设计中，电路性能验证主要是将设计的电路图接成面包板，然后使用电源、信号发生器、示波器、电表等电子仪器来实现，他们根据预先设定好的方案，检查在一定的初始条件和给定输入情况下电路实际的输出信号是否与预期的输出信号吻合。这对于规模较较小的电路是可行的，随着大规模集成电路的发展，电路规模越来越大，同时对电路的设计要求也越来越高，传统的验证方法已经完全不可行了。因而计算机辅助电路分析已成为现代电子设计中不可缺少的工具。EDA软件的功能越来越强大，只要有合适而精确的电路模型，电脑便可仿真出接近真实的电路结果。但，由于实际电路和理论计算有一定的偏差，所以在实际连接电路时，需要根据电路的实际情况，对元件的参数做一定的调整。甚至为了获得好的信号、波形，管子的工作状态、元件的参数会有较大的调整。3.1调频信号的产生电路的调试调频信号的产生电路是由LC正弦波振荡器和变容二极管2CC1C调频电路组成。在调试该电路时，为了获得好的调频波，必须使LC正弦振荡器能产生频率、波形稳定的正弦波。所以，LC振荡器中的各个电容、电感、电阻的取值就非常重要了。因为，电感的值比较单一，而电容的值有很多可供选择，所以在调整电路时，我们仅仅对电容的值进行调整。C1、C2、C3、Cc及与下级的耦合电容C4，以及决定高频三极管的静态工作点的电阻R1、R2、R3、R4都是调整的主要对象。虽然设计电路时采用的是变容二极管部分接入方式，但是实际电路中可以加上偏置电路，两者比较一下看一看哪个输出波形好，再作选择。而且调频振荡器的工作频率高，晶体管的结电容、引线电感、分布电容及测量仪器对电路性能的影响均不能忽略。因为在电路组装和测试时应尽量减少这些分布参数的影响。合理布局，减小参数的影响。电路元件不要排的太松，引线尽量不要平行，否则原件和引线之间会产生一定的分布参数，引起寄生反馈。底线尽可能粗，以减小分布电感引起的高频损耗。正确选择测试点，减少仪器对被测电路的影响。在高频情况下，测量仪器的数入阻抗（包括电阻电容）及连接电缆的分布参数有可能影响被测电路的谐振频率及谐振回路的Q值，为尽量减少这种影响，应真确选择测试点，使仪器的输入阻抗远大于电路测试点的输出阻抗。对LC振荡电路，高频电压表接于集电极上，示波器接于发射极上。耦合电容的值要小，以减小数字频率计的输入阻抗对谐振回路的影响。所有测量仪器的地线及输入电缆的地线都要与被测电路的地线连接好，接线尽量短。并且，在调试电路时，现实调整静态工作点，然后观察动态波形并测量电路的性能参数。3.2功放电路的调试高频功放电路是调试电路的重心部分。由于功放电路工作在非线性工作状态，它很可能引起波形失真，所以在调试时尽可能的避免发射波形失真。a.谐振状态的调整设计计算高频谐振功率放大器的前提是假定谐振回路已经工作在谐振状态，即集电极的负载阻抗为纯电阻。但回路的初始状态或者在谐振过程中，会出现回路失谐状态，即集电极回路阻抗呈感性或容性，将使回路的等效阻抗下降。这时集电极输出电压减小，集电极电流增大，集电极的散耗功率增加，严重时可能损坏晶体管。为了保证管子安全工作，调谐时，可以先将电源电压Vcc降低到规定值的1/21/3，待找到谐振点后，才将Vcc升到规定值，然后微调一下回路参数就可以了。b.寄生振荡及消除方法寄生振荡是高频功率放大器调整过程中经常遇到的一种现象，根据振荡产生的原因，常见寄生振荡有以下两种：参量自激型寄生振荡当放大器的输出电压Vcm足够大时，放大器的动态工作点可能进入参量状态，这时晶体管的许多参数将随工作状态而变化，如集电极的结电容Cb，c的变化特别明显，将产生许多新的频率分量存在于晶体管的输出和输入端，其中某些频率分量由于相位、幅度合适，形成自己振荡。参量自激的特点是必须在外加信号激励下才产生，因此断开激励信号观察振荡是否存在，是判断自己震荡的有效方法，一旦发现自己震荡，必须立即关电源，因为参量寄生振荡使输出电压的峰值可能显著增加（可能比正常值大5、6倍），集电极回路的散耗功率会很大，有可能导致晶体管损坏。消除参量自激振荡的常用方法是在基极或发射极接如方振电阻（几欧姆到几十欧姆），或引入适当的高频电压反馈，或降低回路的由载QL值，如果可能的话，减小激励信号电平。反馈型寄生振荡反馈型寄生振荡又分为低频寄生振荡于高频或超高频寄生振荡。低频寄生振荡的频率低于放大器的工作频率，高频寄生振荡的频率高于放大器的工作频率。低频寄生振荡一般是由放大器输入输出回路中的分布电容引起的；高频寄生振荡一般是由电路的分布参数的影响所造成的。消除低频寄生振荡的方法是设法破坏输入输出回路中分布电容的正反馈支路，如减小基极回路线圈电感或在线圈回路中串入电阻Rf，降低线圈的有效Q值。消除高频寄生振荡的有效办法是尽量减小引线的长度、合理布局元器件或基极回路接入防振电阻。3.3接收放大电路的调试由于接收电路接收的是无源的极小信号，很难用仪器测量出是否已收到信号，所以在调试时，可以在接收线圈的2脚输入大的无源信号。方法是：直接用导线将发射线圈的输出与接收线圈的输入脚2相连接，但是不能把两个电路的地线相连。用这种方法可以发现接收线圈是否工作在预定的频段。并调整线圈的磁芯，使之工作在最大的谐振点。高频放大器是否工作正常，是通过测试放大器的静态工作点来判断的。3.4解调电路的调试设计中的解调电路是利用集成电路芯片MC3361B来实现的。芯片MC3