移动通信课件

第1章概論1.1移動通信的主要特點1.2移動通信系統的分類1.3常用移動通信系統1.4移動通信的基本技術1.5移動通信的發展歷程和發展方向1.6移動通信的標準化1.1移動通信的主要特點1.移動通信必須利用無線電波進行資訊傳輸

2.移動通信是在複雜的干擾環境中運行的

3.移動通信可以利用的頻譜資源非常有限，而移動通信業務量的需求卻與日俱增

4.移動通信系統的網路結構多種多樣，網路管理和控制必須有效

5.移動通信設備(主要是移動臺)必須適於在移動環境中使用

1.2移動通信系統的分類

①按使用對象可分為民用設備和軍用設備；②按使用環境可分為陸地通信、海上通信和空中通信；③按多址方式可分為頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)和碼分多址(CDMA)等；④按覆蓋範圍可分為寬域網和局域網；⑤按業務類型可分為電話網、數據網和綜合業務網；⑥按工作方式可分為同頻單工、異頻單工、異頻雙工和半雙工；⑦按服務範圍可分為專用網和公用網；⑧按信號形式可分為模擬網和數字網。1.2.1工作方式1.單工通信

所謂單工通信是指通信雙方電臺交替地進行收信和發信。根據收、發頻率的異同，又可分為同頻單工和異頻單工。單工通信常用於點到點通信，參見圖1-1。圖1-1單工通信2.雙工通信

所謂雙工通信，是指通信雙方可同時進行傳輸消息的工作方式，有時亦稱全雙工通信，如圖1-2所示。圖1-2雙工通信

3.半雙工通信

半雙工通信的組成與圖1-2相似，移動臺採用單工的“按講”方式，即按下按講開關，發射機才工作，而接收機總是工作的。基站工作情況與雙工方式完全相同。1.2.2模擬網和數字網

人們把模擬通信系統(包括模擬蜂窩網、模擬無繩電話與模擬集群調度系統等)稱作第一代通信產品，而把數字通信系統(包括數字蜂窩網、數字無繩電話、移動數據系統以及移動衛星通信系統等)稱作第二代通信產品。數字通信系統的主要優點可歸納如下：頻譜利用率高，有利於提高系統容量。(2)能提供多種業務服務，提高通信系統的通用性。(3)抗雜訊、抗干擾和抗多徑衰落的能力強。(4)能實現更有效、靈活的網路管理和控制。(5)便於實現通信的安全保密。(6)可降低設備成本和減小用戶手機的體積和重量。1.2.3話音通信和數據通信圖1-3移動通信網絡的分類1.3常用移動通信系統1.3.1無線電尋呼系統圖1-4無線電尋呼系統示意圖1.3.2蜂窩移動通信系統圖1-5大區覆蓋與社區覆蓋(a)大區覆蓋；(b)社區覆蓋圖1-6蜂窩系統的頻率再用圖1-7蜂窩移動通信系統的示意圖圖1-8越區切換示意圖表1-1幾種模擬蜂窩移動通信系統1.3.3無繩電話系統圖1-9無繩電話系統示意圖表1-2幾種無繩電話系統的主要參數1.3.4集群移動通信系統1.集群的概念①把一些由各部門分散建立的專用通信網集中起來，統一建網和管理，並動態地利用分配給它們的有限個頻道，以容納數目更多的用戶；②改進頻道共用的方式，即移動用戶在通信的過程中，不是固定地佔用某一個頻道，而是在按下其“按講開關”(PTT)時，才能佔用一個頻道；一旦鬆開PTT，頻道將被釋放，變成空閒頻道，並允許其他用戶佔用該頻道。

令基站共有5個頻道，分別用A、B、C、D和E表示。假若各個頻道的平均忙閑的時間都是各占50%，因而當某一用戶要單獨佔用其中任一個頻道時，發生阻塞的概率也是50%。倘若這個用戶能利用這5個頻道的空閒時間傳輸其資訊，則只有當5個頻道一起處於全忙狀態時，才會出現呼叫阻塞。顯然，這時的阻塞概率會顯著減小。設單獨佔用各個頻道的阻塞概率分別為P(A)=P(B)=P(C)=P(D)=P(E)=50%，則採用上述辦法後的阻塞概率為η=P(A)∧P(B)∧P(C)∧P(D)∧P(E)=3.125%。2.集群系統的用途和特點①集群通信系統屬於專用移動通信網，適用於在各個行業(或幾個行業合用)中間進行調度和指揮，對網中的不同用戶常常賦予不同的優先等級。蜂窩通信系統屬於公眾移動通信網，適用於各階層和各行業中個人之間通信，一般不分優先等級。②集群通信系統根據調度業務的特徵，通常具有一定的限時功能，一次通話的限定時間大約為15~60秒(可根據業務情況調整)。蜂窩通信系統對通信時間一般不進行限制。③集群通信系統的主要服務業務是無線用戶和無線用戶之間的通信。蜂窩通信系統卻有大量的無線用戶與有線用戶之間的通話業務。在集群通信系統中也允許有一定的無線用戶與有線用戶之間的通話業務，但一般只允許這種話務量占總業務量的5%~10%。④集群通信系統一般採用半雙工(現在已有全雙工產品)工作方式，因而，一對移動用戶之間進行通信只需佔用一對頻道。蜂窩通信系統都採用全雙工工作方式，因而，一對移動用戶之間進行通信，必須佔用兩對頻道。⑤在蜂窩通信系統中，可以採用頻道再用技術來提高系統的頻率利用率；而在集群系統中，主要是以改進頻道共用技術來提高系統的頻率利用率。

3.集群系統的組成集群系統均以基本系統為模組，並用這些模組擴展為區域網。根據覆蓋的範圍及地形條件，基本系統可由單基站或多基站組成。集群系統的控制方式有兩種：即專用控制通道的集中控制方式和隨路信令的分佈控制方式，分別如圖1-10(a)和(b)所示。圖1-10集群網路的基本結構(a)集中控制方式；(b)分佈控制方式集群系統的基本設備如下：

轉發器。天線共用設備。系統控制中心(系統控制器)。調度臺。操作臺、天線和電源等。移動臺。4.集群方式(1)消息集群(MessageTrunking)。圖1-11消息集群的典型呼叫格式(2)傳輸集群(TransmissionTrunking)。圖1-12傳輸集群的典型呼叫格式(3)准傳輸集群(QuasiTransmissionTrunking)。圖1-13准傳輸集群的典型呼叫格式表1-3部分集群移動通信系統的主要參數1.3.5移動衛星通信系統表1-4低軌道移動衛星通信系統的部分參數圖1-14銥系統衛星軌道示意圖1.3.6分組無線網

分組無線網是一種利用無線通道進行分組交換的通信網絡，即網路中傳送的資訊要以‘分組’或稱‘信包’(有時簡稱“包”)為基本單元。分組是由若干比特組成的資訊段，通常包含‘包頭’和‘正文’兩部分。包頭中含有該分組的源地址(起始地址)、宿地址(目的地址)和有關的路由資訊等；正文是真正需要傳送的資訊。圖1-15ALOHA系統簡圖

世界上各國都在致力於發展移動數據通信網絡，其中大都以分組傳輸技術為基礎。例如：ARDIS系統(先進的無線電數據資訊設備)。(2)Mobitex系統(全國性互連的集群無線電網路)。(3)CDPD系統(蜂窩數字分組數據)。(4)TETRA系統(全歐集群無線電)。(5)第二代北美數字蜂窩IS-54和IS-95系統。表1-5幾種移動數據設備的特性和參數1.4移動通信的基本技術1.4.1調製技術在實際應用中，有兩類用得最多的數字調製方式：線性調製技術。(2)恒定包絡(連續相位)調製技術。數字調製技術是振幅和相位聯合調製(QAM)技術。碼分多址(CDMA)是最具有競爭力的多址方式，1.4.2移動通道中電波傳播特性的研究

研究移動通道的傳播特性，首先要弄清移動通道的傳播規律和各種物理現象的機理以及這些現象對信號傳輸所產生的不良影響，進而研究消除各種不良影響的對策。為了給通信系統的規劃和設計提供依據，人們通常通過理論分析或根據實測數據進行統計分析(或二者結合)，來總結和建立有普遍性的數學模型，利用這些模型，可以估算一些傳播環境中的傳播損耗和其他有關的傳播參數。1.4.3多址方式

多址方式的基本類型有頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)和碼分多址(CDMA)。實際中也常用到三種基本多址方式的混合多址方式，比如，頻分多址/時分多址(FDMA/TDMA)、頻分多址/碼分多址(FDMA/CDMA)、時分多址/碼分多址(TDMA/CDMA)等等。此外，隨著數據業務的需求日益增長，另一類稱為隨機多址方式的如ALOHA和載波檢測多址(CSMA)等也日益得到廣泛應用，其中也包括固定多址和隨機多址的綜合應用。1.4.4抗干擾措施

·

利用通道編碼進行檢錯和糾錯(包括前向糾錯FEC和自動請求重傳ARQ)是降低通信傳輸的差錯率，保證通信品質和可靠性的有效手段；

·

為克服由多徑干擾所引起的多徑衰落，廣泛採用分集技術(包括空間分集、頻率分集、時間分集以及RAKE接收技術等)、自適應均衡技術和選用具有抗碼間干擾和時延擴展能力的調製技術(如多電平調製、多載波調製等)；

·

為提高通信系統的綜合抗干擾能力而採用擴頻和跳頻技術；

·

為減少蜂窩網路中的共道干擾而採用扇區天線、多波束天線和自適應天線陣列等；

·在CDMA通信系統中，為了減少多址干擾而使用干擾抵消和多用戶信號檢測器技術。1.4.5組網技術1.網路結構圖1-16數字蜂窩通信系統的網路結構2.網路介面圖1-17蜂窩系統所用的介面圖1-18Um介面協議模型舉例L3連接管理(CM)移動管理(MM)無線資源管理(RRM)L2資料鏈路層L1物理層3.網路的控制與管理

無論何時，當某一移動用戶在接入通道上向另一移動用戶或有線用戶發起呼叫，或者某一有線用戶呼叫移動用戶時，移動通信網絡就要按照預定的程式開始運轉，這一過程會涉及到網路的各個功能部件，包括基站、移動臺、移動交換中心、各種資料庫以及網路的各個介面等；網路要為用戶呼叫配置所需的控制通道和業務通道，指定和控制發射機的功率，進行設備和用戶的識別和鑒權，完成無線鏈路和地面線路的連接和交換，最終在主呼用戶和被呼用戶之間建立起通信鏈路，提供通信服務。這一過程稱為呼叫接續過程，是移動通信系統的連接控制(或管理)功能。

當移動用戶從一個位置區漫遊到另一個位置區時，網路中的有關位置寄存器要隨之對移動臺的位置資訊進行登記、修改或刪除。如果移動臺是在通信過程中越區，網路要在不影響用戶通信的情況下，控制該移動臺進行越區切換，其中包括判定新的服務基臺、指配新的頻率或通道以及更換原有地面線路等程式。這種功能是移動通信系統的移動管理功能。

在移動通信網絡中，重要的管理功能還有無線資源管理。無線資源管理的目標是在保證通信品質的條件下，盡可能提高通信系統的頻譜利用率和通信容量。為了適應傳播環境、網路結構和通信路由的變化，有效的辦法是採用動態通道分配(DCA)法，即根據當前用戶周圍的業務分佈和干擾狀態，選擇最佳的(無衝突或干擾最小)通道，分配給通信用戶使用。顯然，這一過程既要在用戶的常規呼叫時完成，也要在用戶過區切換的通信過程中迅速完成。*1.5移動通信的發展歷程和發展方向

移動通信的發展過程及趨勢可概括如下：

·

工作頻段由短波、超短波、微波到毫米波、紅外和超長波；

·

頻道間隔由100kHz、50kHz、25kHz到12.5kHz和寬頻擴頻通道；

·

調製方式由振幅壓擴單邊帶、模擬調頻到數字調製；

·

多址方式由頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)、碼分多址(CDMA)到混合多址，以及固定多址和隨機多址的結合；

·

網路覆蓋由蜂窩到微蜂窩、微微蜂窩和混合蜂窩；

·

網路服務範圍由局部地區、大中城市到全國、全世界，並由陸地、水上、空中發展到陸海空一體化；

·業務類型由通話為主，到傳送數據、傳真、靜止圖像，直到傳送綜合業務。

新一代移動通信是個人通信[HT]，也叫作第三代移動通信。實現個人通信的網路稱為個人通信網，或稱為個人通信系統(在美國還稱作個人通信服務)。其目標是實現：無論任何人(Whoever)在任何時候(Whenever)和在任何地方(Wherever),都能夠和另一個人(Whomever)進行任何類型(Whatever)的資訊交換。*1.6移動通信的標準化1.6.1國際無線電標準化組織

國際無線電標準化工作主要由國際電信聯盟(ITU)負責，它是設於日內瓦的聯合國組織，下設四個永久性機構：綜合秘書處、國際頻率登記局(IFRB)、國際無線電諮詢委員會(CCIR)以及國際電話電報諮詢委員會(CCITT)。

國際頻率登記局(IFRB)的職責有二：一是管理帶國際性的頻率分配；二是組織世界管理無線電會議(WARCs)。WARCs是為了修正無線電規程和審查頻率註冊工作而舉行的。最近分別於1987年、1992年和1997年舉行，會上曾作出涉及無線通信發展的有關決定。

國際電話電報諮詢委員會(CCITT)開發設備建議，如在有線電信網路中工作的數據Modem,還通過其不同的研究小組開發了許多與移動通信有關的建議，如編號規劃、位置登記程式和信令協議等。

國際無線電諮詢委員會(CCIR)

為ITU提供無線電標準的建議，研究的內容著重於無線電頻譜利用技術和網間相容的性能標準和系統特性。調整後的ITU分為三個組：①無線通信組(以前的CCIR和IFRB)；②電信標準化組(以前的CCITT)；③電信開發組(BDT)。1.6.2歐洲共同體(EC)的通信標準化組織

歐洲郵電管理協會(CEPT)曾經是歐洲通信設施的主要標準化組織。其任務是協調歐洲的電信管理和支持CCITT和CCIR的標準化活動。隸屬於歐洲共同體的標準化組織主要是歐洲電信標準協會(ETSI)。它成立於1988年，已經取得許多以往由CEPT領導的標準化職責。1.6.3北美地區的通信標準化組織在美國負責移動通信標準化的組織是電子工業協會(EIA)和電信工業協會(TIA)(後者是前者的一個分支)。此外，還有一個蜂窩電信工業協會(CTIA)。1988年末，TIA應CTIA的請求組建了數字蜂窩標準的委員會TR45，來自美國、加拿大、歐洲和日本的製造商參加了這個組織。第2章調製解調2.1概述2.2數字頻率調製2.3數字相位調製2.4正交振幅調製(QAM)2.1概述

調製的目的是把要傳輸的模擬信號或數字信號變換成適合通道傳輸的信號。該信號稱為已調信號。調製過程用於通信系統的發端。在接收端需將已調信號還原成要傳輸的原始信號，該過程稱為解調。

按照調製器輸入信號(該信號稱為調製信號)的形式，調製可分為模擬調製(或連續調製)和數字調制。模擬調製是利用輸入的模擬信號直接調製(或改變)載波(正弦波)的振幅、頻率或相位，從而得到調幅(AM)、調頻(FM)或調相(PM)信號。數字調製是利用數字信號來控制載波的振幅、頻率或相位。常用的數字調製有：頻移鍵控(FSK)和相移鍵控(PSK)等。

移動通信通道的基本特徵是：第一，帶寬有限，它取決於可使用的頻率資源和通道的傳播特性；第二，干擾和雜訊影響大，這主要是移動通信工作的電磁環境所決定的；第三，存在著多徑衰落。針對移動通信通道的特點，已調信號應具有高的頻譜利用率和較強的抗干擾、抗衰落的能力。設載波信號為式中，Uc——載波信號的振幅，ωc——載波信號的角頻率，θ0——載波信號的初始相位。調頻和調相信號可寫成下列一般形式式中，φ(t)為載波的暫態相位。

設調製信號為um(t),則調頻信號的暫態角頻率與輸入信號的關係為或式中，kf為調製靈敏度。因而調頻信號的形式為假設則式中，為調製指數。將式(2-7)展開成級數得式中，Jk(mf)為k階第一類貝塞爾函數：圖2–1FM信號的頻譜

若以90%能量所包括的譜線寬度(以載頻為中心)作為調頻信號的帶寬，則可以證明調頻信號的帶寬為式中，Fm=Ω/2π為調製頻率，Δfm=mf·Fm為調製頻偏。若以99%能量計算，則調頻信號的帶寬為FM信號的產生可以用壓控振盪器(VCO)直接調頻，也可以將調製信號積分後送入調相器進行“間接調頻”。FM信號解調可採用鑒頻器或鎖相環鑒頻。

在接收端，輸入的高斯白雜訊(其雙邊功率譜密度為N0/2)和信號一起通過帶寬B=2(mf+1)Fm的前置放大器，經限幅後送入到鑒頻器，再經低通濾波後得到所需的信號。在限幅器前，信號加雜訊可表示為式中，經限幅器限幅後將為一常量，(2-14)在大信噪比情況下，即Uc>>V(t),有鑒頻器的輸出為式中，第一項為信號項，第二項為雜訊項。經過低通濾波後，信號的功率為雜訊的功率為從而得輸出信噪比為因為輸入信噪比為所以經過鑒頻器解調後，信噪比的增益為但在小信噪比情況下，即Uc<<V(t)，由式(2-14)得圖2–2FM解調器的性能及門限效應2.2數字頻率調製2.2.1移頻鍵控調製(FSK)

設輸入到調製器的比特流為｛an｝,an=±1,n=-∞~+∞。FSK的輸出信號形式(第n個比特區間)為即當輸入為傳號“+1”時，輸出頻率為f1的正弦波；當輸入為空號“-1”時，輸出頻率為f2的正弦波。令g(t)為寬度Ts的矩形脈衝，則s(t)可表示為

令g(t)的頻譜為G(ω),an取+1和-1的概率相等，則s(t)的功率譜表達式為圖2-3FSK信號的功率譜圖2-4FSK的相干解調框圖

設圖2-4中兩個帶通濾波器的輸出分別為y1(t)和y2(t)。它們包括有用信號分量和雜訊分量。設雜訊分量為加性窄帶高斯雜訊，可分別表示為

ω1支路：ω2支路：

式中，nc1(t),ns1(t),nc2(t),ns2(t)是均值為0，方差為的高斯隨機過程。發“+1”時：發“-1”時：經過相乘器和低通濾波後的輸出有：發“+1”時：發“-1”時：

設在取樣時刻，x1(t)和x2(t)對應的樣點值為x1和x2，nc1(t)和nc2(t)對應的樣點值為nc1和nc2，則在輸入“+1”和“-1”等概的條件下，誤比特率就等於發送比特為“+1”(或“-1”)的誤比特率，即由於nc1(t)和nc2(t)是均值為0，方差為的高斯隨機過程，則有z=a+nc1-nc2是均值為a、方差為的高斯隨機變數，從而有式中，為輸入信噪比,erfc(x)為互補誤差函數，2.2.2最小移頻鍵控(MSK)MSK是一種特殊形式的FSK，其頻差是滿足兩個頻率相互正交(即相關函數等於0)的最小頻差，並要求FSK信號的相位連續，其頻差Δf=f2-f1=1/2Tb,即調製指數為式中，Tb為輸入數據流的比特寬度。MSK的信號運算式為令式中為了保持相位連續，在t=kTb時應有下式成立：將式(2-35)代入式(2-36)可得(2-36)(2-35)(2-37)

在給定輸入序列｛ak｝情況下，MSK的相位軌跡如圖2-5所示。各種可能的輸入序列所對應的所有可能的路徑如圖2-6所示。圖2-5MSK的相位軌跡圖2-6MSK的可能相位軌跡MSK信號運算式可正交展開為下式：由式(2-37)式得：因為：sinxk-1=0,ak-1-ak=0,±2且k為奇數且k為偶數所以上式可以寫成：(令k=2l,l=0,1,2,…)圖2-7MSK的輸入數據與各支路數據及基帶波形的關係MSK信號也可以將非歸零的二進位序列直接送入FM調製器中來產生，這裏要求FM調製器的調製指數為0.5。MSK信號的單邊功率譜表達式為圖2-8MSK調製器框圖圖2-9MSK信號的功率譜圖2-10MSK相干解調框圖

參照FSK的誤碼率分析，在輸入為窄帶高斯雜訊(均值為0，方差為)的情況，各支路的誤碼率為式中，

與FSK性能相比，由於各支路的實際碼元寬度為2Tb，其對應的低通濾波器帶寬減少為原帶寬的1/2，從而使MSK的輸出信噪比提高了一倍。經過差分解碼後的誤比特率為2.2.3高斯濾波的最小移頻鍵控(GMSK)圖2-11GMSK信號的產生原理高斯低通濾波器的衝擊回應為該濾波器對單個寬度為Tb的矩形脈衝的回應為式中當BbTb取不同值時，g(t)的波形如圖2-12所示。圖2-12高斯濾波器的矩形脈衝回應GMSK的信號運算式為圖2–13GMSK的相位軌跡(2-47)由式(2-47)可得式中圖2-14波形存儲正交調製法產生GMSK信號圖2-15GMSK的功率譜密度表2-1GMSK在給定百分比功率下的佔用帶寬

在BbTb取不同值時，GMSK信號在相鄰通道的帶外輻射功率與本通道內的總功率之比如圖2-16所示。圖2-16GMSK信號對鄰道的干擾功率

由圖可見，在BbTb一定時，ΔfTb越大則鄰道干擾越小。在頻道間隔ΔfTb一定時，BbTb越小則鄰道干擾越小。例如，數據速率1/Tb=16kb/s,頻道間隔Δf=25kHz，則歸一化頻道間隔ΔfTb=25/16=1.56。從圖2-16可查得，在BbTb=0.3時，鄰道干擾為-60dB；BbTb=0.25時為-70dB；BbTb=0.2時為-80dB。實際中還應考慮載波漂移的影響，鄰道干擾會比上述計算值嚴重一些。1.一比特延遲差分檢測圖2-17一比特延遲差分檢測器的框圖設中頻濾波器的輸出信號為

式中，R(t)是時變包絡；ωc是中頻載波角頻率；θ(t)是附加相位函數。在不計輸入雜訊與干擾的情況下，圖中相乘器的輸出為經LPF後的輸出信號為其中當ωcTb=k(2π)(k為整數)時，

式中，R(t)和R(t-Tb)是信號的包絡，永遠是正值。因而Y(t)的極性取決於相差資訊Δθ(Tb)。令判決門限為零，即判決規則為Y(t)

＞0判為“+1”

Y(t)

＜0判為“-1”

在輸入“+1”時θ(t)增大，在輸入“-1”時θ(t)減小。用上述判決規則即可恢復出原來的數據，即。2.二比特延遲差分檢測圖2-18二比特延遲差分檢測器的框圖經LPF後的輸出式中當2ωcTb=k(2π)(k為整數)時如果在中頻濾波器後，插入一個限幅器，則可以去掉振幅的影響。上式中，{·}內的第一項為偶函數，在Δθ(Tb)不超過±π/2的範圍時，它不會為負。它實際上反映的是直流分量的大小，對判決不起關鍵作用，但需要把判決門限增加一相應的直流分量γ；第二項

才是判決的依據。為了從式(2-56)中恢復出傳輸的數據，令其中的sin［θ(t)-θ(t-Tb)］對應於原始數據ak經差分編碼後的ck,而sin［θ(t-Tb)-θ(t-2Tb)］則對應於ck-1，兩者相乘等效於兩者的模二相加。若發端進行差分編碼，根據差分編碼的規則，可得，即為解調輸出。(2-56)

由此可見，檢測器只要設置一個判決門限γ，並令判決規則為Y(t)＞γ判為“+1”

Y(t)＜γ判為“-1”

而相應在發端，需對原始數據ak進行差分編碼，如圖2-19所示。圖2-19差分編碼的GMSK調製器圖2-20GMSK相干檢測的誤碼率特性圖2-21GMSK二比特延遲差分檢測的誤碼率特性2.2.4高斯濾波的移頻鍵控(GFSK)圖2-22GFSK調製的原理框圖2.3數字相位調製2.3.1移相鍵控調製(PSK)設輸入比特率為｛an｝,an=±1,n=-∞~+∞,則PSK的信號形式為S(t)還可以表示為

設g(t)是寬度為Tb的矩形脈衝。其頻譜為G(ω),

則PSK信號的功率譜為(假定“+1”和“-1”等概出現)PSK可採用相干解調和差分相干解調，如圖2-23所示。圖2-23PSK的解調框圖(a)相干解調；(b)差分相干解調

在輸入雜訊為窄帶高斯雜訊(其均值為0，方差為),則在輸入序列“+1”和“-1”等概出現的條件下，相干解調後的誤比特率為式中，,a為接收信號幅度。式中，在相同的條件下，差分相干解調的誤比特率為2.3.2四相相移鍵控調製(QPSK)和交錯四相相移鍵控調製(OQPSK)圖2-24QPSK和OQPSK信號的產生(a)QPSK的產生；(b)OQPSK的產生

假定輸入二進位序列為｛an｝,an=“+1”或“-1”，則在kTs≤t＜(k+1)Ts(Ts=2Tb)的區間內，QPSK的產生器的輸出為(令n=2k+1)圖2-25QPSK和OQPSK的星座圖和相位轉移圖(a)QPSK;(b)OQPSK2.3.3π/4-DQPSK調製π/4-DQPSK是對QPSK信號特性的進行改進的一種調製方式。改進之一是將QPSK的最大相位跳變±π，降為±3π/4，從而改善了π/4-DQPSK的頻譜特性。改進之二是解調方式。QPSK只能用相干解調，而π/4-DQPSK既可以用相干解調也可以採用非相干解調。π/4-DQPSK已應用於美國的IS-136數字蜂窩系統、日本的(個人)數字蜂窩系統(PDC)和美國的個人接入通信系統(PACS)中。圖2-26π/4-DQPSK信號的產生設已調信號式中，θk為kTs≤t＜(k+1)Ts之間的附加相位。上式可展開成當前碼元的附加相位θk是前一碼元附加相位θk-1與當前碼元相位跳變數Δθk之和，即其中，sinθk-1=Vk-1,cosθk-1=Uk-1，上面兩式可改寫為：表2-2π/4-DQPSK的相位跳變規則圖2-27π/4-DQPSK的相位關係

為了使已調信號功率譜更加平滑，對圖2-26中的低通濾波器的特性應有一定的要求。美國的IS-136數字蜂窩網中，規定這種濾波器應具有線性相位特性和平方根升余弦的頻率回應，它的傳輸函數為式中，α為滾降因數。在IS-136中，取α=0.35。

設該濾波器的矩形脈衝回應函數為g(t)，那麼最後形成的π/4-DQPSK信號可以表達為

低通濾波器輸出信號的眼圖如圖2-28所示。從圖中可以看到，歸一化的取樣值為.0和±1。圖2-28π/4-DQPSK基帶信號的眼圖圖2-29具有笛卡爾座標負回饋控制的發射機框圖圖2-30發射信號的功率譜(數據率32kb/s)(a)已調信號經過AB類功放後的發射信號功率譜;(b)已調信號經過負回饋控制的功放後的發射信號功率譜1.基帶差分檢測圖2-31基帶差分檢測電路設接收信號

在同相支路，經與本地載波cos［ωct+φ］相乘，濾波後的低頻信號為在正交支路，與sin［ωct+φ］相乘，濾波後的低頻信號為式中，θk是信號相位。從調製器電路圖2-26可知:令解碼電路的運算規則為根據調製時的相位跳變規則(表2-2),可制定判決規則如下：獲得的結果，再經並/串變換之後，即可恢復所傳輸的數據。2.中頻差分檢測圖2-32中頻差分檢測框圖

輸入信號Sk(t)=cos［ωct+θk］經兩個支路相乘後的信號分別為經低通濾波後所得低頻分量為(取ωTs=2πn)：3.鑒頻器檢測圖2-33鑒頻器檢測框圖理想的鑒頻器特性為經過積分和採樣後有

若直接根據進行判決，就可能出現錯判。例如，θk=10°,θk-1=340°，則，但實際的相差僅為30°。因此，在差分相位解碼前要加入一個模2π的校正電路。其校正規則如下：(1)π/4-DQPSK在理想高斯通道條件下系統的抗雜訊性能。基帶差分檢測的誤比特率為式中，γb=Eb/N0,Ik是第一類第k階修正Bessel函數。誤比特率曲線如圖2-34中的實線所示。

對於基帶差分檢測來說，最主要的問題是收發兩端的頻差Δf引起的相位漂移Δθ=2πΔfTs。當Δθ＞π/4，將會引起系統的錯誤判決。因此，系統設計必須保證Δθ＜π/4。由於Δθ的存在，將使一個支路的信號電平增加，

即從或增加至或，而使另一個支路的信號電平從或降至或。因此，在有Δθ的情況下，系統的平均誤比特率為式中：圖2-34π/4-DQPSK的誤比特率性能及頻 差Δf引起的相位漂移Δθ=ΔfTs對誤比特率的影響(2)π/4-DQPSK在多徑衰落通道和有同道干擾及鄰道干擾條件下的系統性能。圖2-35頻率選擇性Rayleigh衰落通道模型

在上述濾波器設計策略下，在下列參數：信號載頻為850MHz、資訊速率為48kb/s、滾降因數α=0.2時，通過理論分析和數值計算，可得出在以下不同通道條件下，π/4-DQPSK的基帶差分檢測性能。(1)無多普勒頻移和無時延擴散的Rayleigh衰落通道。圖2-36π/4-DQPSK在無多普勒頻移和無時延擴散的衰落通道下的性能(2)無時延擴散和有多普勒頻移Rayleigh衰落通道。圖2-37π/4-DQPSK在有多普勒頻移和無時延擴散的衰落信圖2-38π/4-DQPSK在有同道干擾、有多普勒頻移和無時 延擴散衰落通道下的性能(3)有時延擴散無多普勒頻移的衰落通道。在該通道中，在無雜訊、無干擾和無多普勒頻移的條件下，在時延大小不同時，誤比特率Pe與功率比C/D(C為主路徑的平均信號功率，D為時延路徑的平均信號功率)的關係曲線如圖2-39所示。在最惡劣的情況下，即C/D=0dB，當時延τ=0.3Ts時，系統的剩餘誤比特率達10-1。因此，在電波傳播引起嚴重時延擴散的情況下，需要採用自適應均衡技術來改善系統的性能。圖2-39π/4-DQPSK在有時延擴散無多普勒頻移的衰落通道 下的性能(4)有時延擴散和多普勒頻移的Rayleigh衰落通道。圖2-40π/4-DQPSK在有時延擴散和多普勒頻移的衰落通道 下的性能2.4正交振幅調製(QAM)正交振幅調製的一般運算式為上式由兩個相互正交的載波構成，每個載波被一組離散的振幅｛Am｝、｛Bm｝所調製，故稱這種調製方式為正交振幅調製。式中，Ts為碼元寬度。m=1,2,…,M;M為Am

和Bm的電平數。QAM中的振幅Am和Bm可以表示成：式中，A是固定的振幅，(dm,em)由輸入數據確定。(dm,em)決定了已調QAM信號在信號空間中的座標點。QAM的調製和相干解調框圖如圖2-41所示。圖2-41QAM調製解調原理框圖(a)QAM調製框圖；(b)QAM解調框圖圖2-428QAM的信號空間在所有信號點等概出現的情況下，平均發射信號功率為

在實際中，常用的一種QAM的信號空間如圖2-43所示。這種星座稱為方型QAM星座。圖2-43方型QAM星座(a)4QAM；(b)16QAM;(c)64QAM

對於方型QAM來說，它可以看成是兩個脈衝振幅調製信號之和，因此利用脈衝振幅調製的分析結果，可以得到M進制QAM的誤碼率為式中,k為每個碼元內的比特數，k=lbM(lb=log2),γb為每比特的平均信噪比。圖4-44M進制方型QAM的誤碼率曲線圖2-45M進制星型QAM的星座圖(a)4QAM;(b)16QAM;(c)64QAM第4章雜訊與干擾

4.1雜訊

4.2鄰道干擾與同頻道干擾*4.3互調幹擾4.1噪聲4.1.1雜訊的分類與特性移動通道中加性雜訊(簡稱雜訊)的來源是多方面的，一般可分為：①內部雜訊；②自然雜訊；③人為雜訊。內部雜訊是系統設備本身產生的各種雜訊。不能預測的雜訊統稱為隨機雜訊。自然雜訊及人為雜訊為外部雜訊，它們也屬於隨機雜訊。依據雜訊特徵又可分為脈衝雜訊和起伏雜訊。脈衝雜訊是在時間上無規則的突發雜訊，例如，汽車發動機所產生的點火雜訊，這種雜訊的主要特點是其突發的脈衝幅度較大，而持續時間較短；從頻譜上看，脈衝雜訊通常有較寬頻帶；熱雜訊、散彈雜訊及宇宙雜訊是典型的起伏雜訊。

在移動通道中，外部雜訊(亦稱環境雜訊)的影響較大，美國ITT(國際電話電報公司)公佈的數據示於圖4-1。圖中將雜訊分為六種：①大氣雜訊；②太陽雜訊；③銀河雜訊；④郊區人為雜訊；⑤市區人為雜訊；⑥典型接收機的內部雜訊。其中，前五種均為外部雜訊。有時將太陽雜訊和銀河雜訊統稱為宇宙雜訊。大氣雜訊和宇宙雜訊屬自然雜訊。圖中，縱坐標用等效雜訊係數Fa或雜訊溫度Ta表示。Fa是以超過基準雜訊功率N0(=KT0BN)的分貝數來表示，即(4-1)

式中，k為波茲曼常數(1.38×10-23J/K)，T0為參考絕對溫度(290K)，BN為接收機有效雜訊帶寬(它近似等於接收機的中頻帶寬)。由式(4-1)可知，等效雜訊係數Fa與雜訊溫度Ta相對應，例如Ta=T0=290K,Fa=0dB;若Fa=10dB，則Ta=10T0=2900K，等等。在30~1000MHz頻率範圍內，大氣雜訊和太陽雜訊(非活動期)很小，可忽略不計；在100MHz以上時，銀河雜訊低於典型接收機的內部雜訊(主要是熱雜訊)，也可忽略不計。因而，除海上、航空及農村移動通信外，在城市移動通信中不必考慮宇宙雜訊。圖4–1各種雜訊功率與頻率的關係

例4-1已知市區移動臺的工作頻率為450MHz，接收機的雜訊帶寬為16kHz，試求人為雜訊功率為多少dBW。

解基準雜訊功率

由圖4-1查得市區人為雜訊功率比N0高25dB，所以實際人為雜訊功率N為4.1.2人為雜訊

所謂人為雜訊，是指各種電氣裝置中電流或電壓發生急劇變化而形成的電磁輻射，諸如電動機、電焊機、高頻電氣裝置、電氣開關等所產生的火花放電形成的電磁輻射。在移動通道中，人為雜訊主要是車輛的點火雜訊。圖4-2為典型點火電流的波形。圖中，一個超過200A的點火尖脈衝，其寬度約為1~5ns,相應頻譜的高端頻率達200MHz至1GHz,低於100A的火花脈衝寬度約為20ns,相應頻譜的高端頻率為50MHz。假定一臺汽車發動機有8個氣缸，每個氣缸的轉速是3000r/min，由於在任一時刻只有半數氣缸在燃燒，所以可計算出一臺汽車每秒鐘產生的火花脈衝數為圖4–2典型點火電流波形(火花脈衝/秒)

假如有許多車輛在道路上行駛，那麼火花脈衝的數量將被車輛的數目所乘。汽車雜訊的強度可用雜訊係數Fa表示，它與頻率的關係如圖4-3所示。圖中，基準雜訊功率為-134dBm，即常溫條件下(290K)，雜訊帶寬為10kHz時的雜訊功率。圖中給出了兩種交通密度情況，由圖可見，汽車火花所引起的雜訊係數不僅與頻率有關，而且與交通密度有關。交通流量越大，雜訊電平越高。由於人為雜訊源的數量和集中程度隨地點和時間而異，因此人為雜訊就地點和時間而言，都是隨機變化的。統計測試表明，雜訊強度隨地點的分佈近似服從對數正態分佈。圖4–3汽車雜訊與頻率的關係圖4–4幾種典型環境的人為雜訊係數平均值

由圖可見，城市商業區的雜訊係數比城市居民區高6dB左右，比郊區則高12dB。人為雜訊(100MHz以上)在農村地區可忽略不計。圖4-5給出了城市商業區、居民區和郊區的雜訊係數Fa的標準偏差σFa隨頻率變化的關係。由圖可見，城市商業區的σFa最大，隨著頻率增高，起伏也增大；在居民區及郊區，頻率增高，σFa值減小。圖4–5雜訊係數Fa的標準偏差4.1.3環境雜訊和多徑傳播對話音質量的綜合影響圖4–6對不同信噪比，話音品質的主觀評定結果圖4–7移動臺接收機性能的惡化量

當考慮移動臺接收機性能的惡化量時，要求接收機輸入信號的最低保護電平Amin為

式中，SV是信納比為12dB時的接收機靈敏度(以dBμV計);d為環境雜訊和多徑效應的惡化量(以dB計)。4.1.4發射機產生的雜訊及寄生輻射1.發射機邊帶雜訊通常，發射機即使未加入調製信號，也存在以載頻為中心、分佈頻率範圍相當寬的雜訊，這種雜訊就稱為發射機邊帶雜訊，簡稱發射機雜訊。典型移動電臺發射機的雜訊頻譜如圖4-8所示。由圖可見，發射機的雜訊頻帶約為2~3MHz，它比頻道間隔(如25kHz)大得多，它不僅在相鄰頻道內形成干擾，而且會在幾兆赫的頻帶內產生影響。圖4–8發射機的雜訊頻譜2.發射機的寄生輻射

圖4–9倍頻器產生的寄生信號

為減小寄生輻射，在發射機中需注意以下問題：(1)倍頻次數要盡可能小；

(2)各級倍頻器應具有良好的濾波性能；

(3)各級倍頻器之間應遮罩隔離，防止電磁耦合或洩漏；

(4)發射機的輸出回路應具有良好的濾波性能，以抑制寄生分量。4.2鄰道干擾與同頻道干擾4.2.1鄰道干擾

所謂鄰道干擾是相鄰的或鄰近頻道的信號相互干擾。目前，移動通信系統廣泛使用的VHF、UHF電臺，頻道間隔是25kHz。然而，調頻信號的頻譜是很寬的，理論上說，調頻信號含有無窮多個邊頻分量，當其中某些邊頻分量落入鄰道接收機的通帶內，就會造成鄰道干擾。

因話音信號調頻波的頻譜分析和定量計算十分繁雜，通常採用單音頻調頻波進行分析。假設單音頻調頻波為式中：β——調頻指數；

Ω——調製信號角頻率；

ω0——載波角頻率。（4-2）

將式(4-2)展開並經運算可得(第一對邊頻)(第二對邊頻)(第三對邊頻)(第n對邊頻)圖4–10鄰道干擾示意

其中,nL為落入鄰近頻道的最低邊頻次數，Fm為調製信號的最高頻率(如3kHz),Br表示頻道間隔，BI為接收機的中頻帶寬。令收、發信機頻率不穩定和不准確造成的頻率偏差為ΔfTR，那麼在最壞情況下，落入鄰道接收機通帶的最低邊頻次數為

若已知調頻電臺的頻偏為Δf,則調頻指數β=Δf/Fm就可確定，由式(4-4)求出nL後，就能求出邊頻分量的幅度JnL(β)，以及JnL+1(β)、JnL+2(β)等等，從而求出落入鄰道的調製邊帶功率與載波功率之比值。若已知發射機功率，則能求得落入鄰道的邊帶功率。

例4-2

已知某移動臺的輻射功率為10W，頻道間隔Br為25kHz，接收機中頻帶寬BI為16kHz，頻偏為5kHz，收發信機頻差ΔfTR=2kHz，最高調製頻率Fm為3kHz。假設該移動臺到另一移動臺(鄰道)接收機的傳輸損耗為100dB，試求落入鄰道接收機的調製邊帶功率。解：同理也可求得落入鄰道的第6，7，…等邊頻的相對幅度，但因它們遠小於第5邊頻分量，故可忽略不計。因此，可以求出第5邊頻相對於載波功率為已知移動臺輻射功率為10W，即10dBW，傳輸損耗100dB，所以落入鄰道的邊帶功率為4.2.2同頻道干擾與射頻防護比

能構成同頻道干擾的頻率範圍為f0±BI/2,f0為載波頻率，BI為接收機的中頻帶寬。表4–1射頻防護比4.2.3同頻道再用距離

為了提高頻率利用率，在滿足一定通信品質的條件下，允許使用相同頻道的無線區之間的最小距離為同頻道再用的最小安全距離，簡稱同頻道再用距離或共道再用距離。所謂“安全”系指接收機輸入端的有用信號與同頻道干擾的比值已大於射頻防護比。假定各基站與各移動臺的設備參數相同，地形條件也是理想的。這樣，同頻道再用距離只與以下諸因素有關：

(1)調製制度。(2)電波傳播特性。假定傳播路徑是光滑的地平面，路徑損耗L由下式近似確定：式中，d是收、發天線之間的距離；ht、hr分別是發射天線和接收天線的高度。如果d以km計，ht、hr均以m計，則

(3)基站覆蓋範圍或社區半徑r0。

(4)通信工作方式。。

(5)要求的可靠通信概率。（4-6）圖4–11同頻道再用距離

假設基站A和B使用相同的頻道，移動臺M正在接收基站A發射的信號，由於基站天線高度大於移動臺天線高度，因此當移動臺M處於社區的邊沿時，易於受到基站B發射的同頻道干擾。假若輸入到移動臺接收機的有用信號與同頻道干擾之比等於射頻防護比，則A、B兩基站之間的距離即為同頻道再用距離，記作D。由圖可見：式中，DI為同頻道干擾源至被干擾接收機的距離，DS為有用信號的傳播距離，即為社區半徑r0。（4-7）通常，定義同頻道再用係數為由式(4-7)可得同頻道再用係數

設干擾信號和有用信號的傳播損耗中值分別用LI和LS表示，由式(4-6)可列出：所以傳播損耗之差為設A基站和B基站的發射功率均為PT，則移動臺M接收機的輸入信號功率和共頻道干擾功率分別為：若取射頻防護比為8dB，可求得若考慮到快衰落及慢衰落，式中［S/I］將大於8dB。理論分析和實驗表明，按無線區內可靠通信概率為90%考慮，［S/I］約需25dB，這樣可得*4.3互調幹擾4.3.1互調幹擾的基本概念及分類一般非線性器件的輸出電流ic與輸入電壓u的關係式可寫為式中，ak為非線性器件的特性係數，通常有a1＞a2＞a3…。假設有兩個信號同時作用於非線性器件，即(1)在各個失真項中都包含ωA和ωB的高次諧波分量(nωA和nωB),這些諧波分量的頻率通常遠離接收機的調諧頻率ω0，而且不屬於互調頻率，這裏不予考慮。

(2)在二階(n=2)失真項中，會出現ωA+ωB和ωA-ωB兩種組合頻率。由於接收機的輸入電路及高頻放大器具有調諧回路，即具有選擇性，這兩種頻率的干擾信號必將受到很大抑制，不易形成互調幹擾。這是因為ωA和ωB往往都接近ω0，從而使ωA+ωB和ωA-ωB遠離接收機的調諧頻率ω0，不可能形成互調幹擾。(3)在三階(n=3)失真項中，會出現2ωA-ωB、2ωB-ωA、2ωA+ωB與2ωB+ωA等組合頻率，這裏，後兩項的性質類似於二階組合頻率中的ωA+ωB可以忽略。但對於2ωA-ωB和2ωB-ωA兩項而言，當ωA和ωB都接近於有用信號的頻率ω0時，很容易滿足以下條件：這條件說明，2ωA-ωB和2ωB-ωA兩項頻率不僅可以落入接收機的通頻帶之內，而且可以在ωA和ωB都靠近於ω0的情況下發生，因為接收機的輸入電路對頻率靠近其工作頻率的干擾信號不會有很大的抑制作用，因而這兩種組合頻率的干擾對接收機的危害比較大。通常把這兩種組合頻率的干擾稱為三階互調幹擾。(4)同理，可以看出，在五階(n=5)失真項中，具有危害性的組合頻率是3ωA-2ωB或3ωB-2ωA，通常把這兩種組合頻率的干擾稱之為五階互調幹擾。因為在非線性器件中，係數a5＜a3，因而高階互調的強度一般都小於低階互調分量的強度。這就是說，五階互調幹擾的影響小於三階互調幹擾的影響，因而在一些實際系統的設計中，常常只考慮三階互調幹擾，至於七階以上的互調幹擾，因為其影響更小，故一般都不予考慮。

倘若在非線性電路的輸入端同時出現三個不同頻率的干擾信號，即按同樣方法分析可以看出，其中危害最大的互調頻率是三階互調中的ωA+ωB-ωC,ωA+ωC-ωB和ωB+ωC-ωA

等項，以及五階互調中的2ωA-2ωB+ωC等項。有的地方把兩個干擾信號產生的三階互調稱之為三階-Ⅰ型互調，把三個干擾信號產生的三階互調稱之為三階-Ⅱ型互調。4.3.2發射機的互調幹擾圖4–12基站發射機互調幹擾示意圖

假設發射機A、B的輸出功率均為P(dBW)，這時發射機A輸出的三階互調幹擾功率為式中，LC為耦合損耗，LI是互調轉換損耗。

(1)耦合損耗LC。耦合損耗LC是發射機B的輸出功率與它進入發射機A末級功放的功率之比。這裏有兩種情況：一種是兩部發射機共用一副天線，LC取決於天線共用器的隔離度(典型值為25dB)；另一種是各發射機分用天線，這時耦合損耗取決於天線之間和饋線之間的耦合強弱；此外，還與發射機和天線之間是否插入隔離器、濾波器等有關。圖4–13分用天線間的耦合損耗(a)垂直分離；(b)水準分離(2)互調轉換損耗LI。圖4–14三階互調轉換損耗曲線圖4–15系統間發射機互調幹擾

移動臺以頻率f0與基站B通信，基站A產生的三階互調頻率(2f1-f2)正好等於頻率f0，假定：移動臺距基站A和基站B的距離分別為d1=1km與d2=30km;兩個基站的發射機功率均為10W；基站天線高度均為30m，天線增益均為4dB；移動臺天線高度為3m,天線增益為0dB；工作頻段為150MHz;工作環境為郊區；基站A發射機輸出的三階互調功率為-58dBW。此外，假定發射機的互調幹擾可按同頻道干擾處理，即要求中等話音品質(3級)時，有用信號功率與互調幹擾功率之比必須大於8dB。到達移動臺接收機的互調幹擾功率［PIM］為式中：［PTIM］是基站A輸出的三階互調功率；

G是基站A的天線增益；

LA是傳播損耗中值。

同樣可求出有用信號由基站B到達移動臺的傳輸損耗中值為147dB，因而到達移動臺接收機的信號功率為

因此，在移動臺接收機的輸入端，有用信號與互調幹擾功率之比為

在給定條件下工作，移動臺距產生互調幹擾的基站A的距離不能小於1km;如果要進一步縮小距離(d1)，則必須設法降低基站A所產生的互調電平。減小發射機互調電平的措施包括：

(1)儘量增大基站發射機之間的耦合損耗LC。各發射機分用天線時，要增大天線間的空間隔離度；在發射機的輸出端接入高Q帶通濾波器，增大頻率隔離度；避免饋線相互靠近和平行敷設。

(2)改善發射機末級功放的性能，提高其線性動態範圍。

(3)在共用天線系統中，各發射機與天線之間插入單向隔離器或高Q諧振腔。圖4–16採用單向隔離器的發射機系統

例4–3

圖4-16所示的電路中，發射機T1、T2的輸出功率均為10W(即10dBW)，f1=f2+0.1MHz，單向環行器Y1、Y2和橋式混合電路H的特性均採用上述的典型值。試分析計算發射天線輸入端的信號功率和(2f1-f2)互調幹擾功率。解計算信號功率比較簡單，發射機T1、T2輸出的功率分別經Y1、Y2和H電路的衰減後，為

互調幹擾功率的計算包括耦合損耗和互調轉換損耗的計算。其中，耦合損耗LC包括Y2的插入損耗、H的隔離度和Y1的反向損耗，即因此，進入發射機T1的f2功率P(f2)為這樣發射機T1輸出端的三階互調(2f1-f2)功率為加上Y1的插入損耗和H的插入損耗，送入天線的互調幹擾功率為4.3.3接收機的互調幹擾

為減輕接收機的互調幹擾，可以採取下列措施：①高放和混頻器宜採用具有平方律特性的器件(如結型場效應管和雙柵場效應管)；②接收機輸入回路應有良好的選擇性，如採用多級調諧回路，以減小進入高放的強干擾；③在接收機的前端加入衰減器，以減小互調幹擾。因為經過非線性電路後，有用信號的幅度與a1u成比例，而三階互調分量的幅度與a3u3成比例，當把輸入的信號與干擾均衰減10dB時，互調幹擾將衰減30dB。

接收機抗互調幹擾能力用互調抗拒比SI(以dB計)表示，它表徵了接收機對於滿足互調頻率關係的兩個或多個無用信號的抑制能力，並用干擾信號與接收機靈敏度的相對電平(dB數)來表示。測試中，當輸入有用信號的電平比靈敏度高3dB時，引入適當的互調幹擾使接收機輸出的信納比保持為12dB。這時，輸入的互調幹擾電平與有用信號電平的比值(以dB計)，即為接收機的互調抗拒比。在我國的公用移動通信系統中要求接收機對兩信號三階互調的互調抗拒比指標為70dB。

所謂等效干擾電平是將接收機中由互調產物引起的干擾，等效為接收機輸入端調諧頻率上的干擾電平。根據分析和大量測試結果，典型接收機對兩信號三階互調的等效互調幹擾電平近似滿足下列關係式：式中，［PIM］為接收機輸入端的等效互調幹擾功率；A、B分別為在接收機輸入端收到的來自各干擾發射機的功率;Δf是各干擾頻率偏離接收機標稱頻率的平均值(以MHz計)，C2,3為兩信號三階互調的互調常數，約為-10dB。

對於一般移動通信系統而言，三階互調的影響是主要的，其中又以兩信號三階互調的影響最大。接收機的互調幹擾，可折算為同頻道干擾來估算它對通信的影響，即為了保證一定的接收信號品質，應當滿足(3級話音品質)(4級話音品質)式中，［PSV］為接收機的靈敏度(以dBW計)；［PIM］為接收機的等效互調功率(dBW);Γ為射頻防護比(dB)。

例4–4

在圖4-15所示的電路中，設通信環境是中等起伏地和市區，基站A的發射頻率fA=451MHz，基站B的發射頻率fB=452MHz，移動臺接收頻率f0=450MHz，d1=100m,d2=200m,基站發射機的輸出功率均為100W，基站天線增益Gb均為6dB，天線高度hb=200m，移動臺的天線增益Gm=3dB，天線高度為3m，已知移動臺接收機的靈敏度為-146dBW。試求在移動臺接收機輸入端三階互調幹擾的功率，並說明接收信號能否滿足3級話音品質要求。解根據給定的條件，計算接收機互調幹擾功率的步驟與結果如表4-2所示。由於干擾臺與接收臺距離比較近，因此傳播損耗中值近似按直射波計算。表4–2例4-4計算步驟與結果表4–2例4-4計算步驟與結果4.3.4無三階互調的頻道組產生三階互調幹擾的頻率是：或其中，fi、fj、fk是頻率集合｛f1,f2,…,fn｝中的任意三個頻率，fx也是該頻率集合中的一個頻率。圖4–17頻道編號假設初始頻率為f0(=f1-B)，則任一頻道的頻率可以寫成(4-29)例如，i=1,x=4,則有式(4-29)的三階互調關係式用頻道序號的差值表示為

例4–5

在圖4-17所示的12個頻道中，若等間隔地選其中五個頻道，如1,3,5,7,9號作為一個無線區使用的頻道，試判別無線區內是否存在三階互調幹擾。

解由式(4-33)可知，如果在所有的頻道序號差值中，出現di,x=dk,j就說明有互調幹擾；反之，在所有的頻道序號差值中，未出現相同的差值，則表明無三階互調。根據給定的五個頻道，排出所有的序號差值，如表4-3，就形成了差值陣列。表4–3例4-5頻道序號差值陣列表4–4無三階互調頻道組表4–5無三階互調、無鄰道干擾頻道差值序列無線電語音廣播所指配的工作頻段是:

中頻(MF)：535~1605kHz

甚高頻(VHF):88~108MHz電視廣播的頻段是：甚高頻(VHF)：低段54~88MHz

高段174~216MHz

超高頻(UHF):470~890MHz

此外，雷達發射機也是一個危害較大的干擾源，因為它有很大的峰值功率(如幾兆瓦)和較多的諧波，因此對移動通信的影響也較大。第5章組網技術5.1概述5.2多址技術5.3區域覆蓋和通道配置5.4網路結構5.5信令5.6越區切換和位置管理5.1概述

物理層(PHL)確定無線電參數，如：頻率、定時、功率、碼片、比特或時隙同步、調製解調、收發信機性能等。物理層將無線電頻譜分成若干個物理通道，劃分的方法可以按頻率、時隙或碼字或它們的組合進行，如頻分多址(FDMA)、時分多址(TDMA)、碼分多址(CDMA)等。物理層在介質接入控制層(MAC)的控制下，負責數據或數據分組的收發。

介質接入控制層(MAC)的主要功能有介質訪問管理和數據封裝等。具體地講，第一功能是選擇物理通道，然後在這些通道上建立和釋放連接；第二個功能是