开环电源设计译

第六章反馈环路的稳!线必须以!"斜率穿!"’第六章反馈环路的稳!线必须以!"斜率穿!"’这时在新的截止频"#处$%&对应新的截止的增益应等于误差放大器在斜率上*点增益*,处的频率是否精确不是关键，但它必须低于(点的频率，以确保对于最大值(!"斜率在点(益所补偿或抵消1%））可以任意选择足样网络负载过重。!"1"6"!.）供超前的相位。在*3点，零"的频率不是精确的，它大约为"-4"8。选择#"!71第十八节反激变换器的稳定9:/如图0!1%）所示。设定数据如型%#%#）$’）$’）$’"30?D##为88E并指出在功率器件关断的瞬间，00=的二次尖.88E9:/（88,#）00F88,5.;的窄尖峰电压。同时也提出了可以采用(电路除去窄尖峰或者增大##9:/。在这两种方法都被采用。电增大388E以使!88".（因为!成反比。H"00F88".58IB的(电路将其减小到可接受的水平。#）"$%&’#(!!%! %&’+%&,+-%+.%/$!’,0&0+.%/"$%&’#(!!%! %&’+%&,+-%+.%/$!’,0&0+.%/&)!.1-#(%!$#(0,!-那么，对应于%&"的输出电路增益曲线，绘制0*中的5;<3低频段直到&$34分的增益值为&>"?&处曲线转斜率下到频率为-,%%34的567零点。接下来就可以绘制误差放大器%3增益损耗是/.*"?%4处的增益为=.*"?。从%4增益为=.*"?（A-点向高频段绘制一条斜率为/ /-%?1.%倍频程的直线，((.、=$*"?处的$%%34A6（一个零点位置零点的位置不是精确的。在第十七节中已经提到，A,点的零点频率应当小于A$点频率的.B。一些设计者实际上忽略了A,点的零点。但是在这里设置零点会增加一些超前的相位。因此A,点，朝低频方向绘制曲线，增益斜率为/.。("/.&#("0&’34，567零点频率仍是-,%%34。因此，在#(!"输出电路传递函数的曲线是F?GH在新的截止频率&#(（A0IAIA$IA2）增益等于输出电路（曲线F?GH）的倒数。可以看出A（$-%%34），输出滤波器/-*"?，而误大器的增益是=-*"?。由此可以得出，误差放大器的增益曲线和曲线之和以穿&#(#(斜率为的频段#第六章反馈环路的稳!系统开环增益曲线将以!"斜率穿越新的截止频率!$（"$最大）情况下的稳定性。（%&’%(’%)’%*）图&,-中，任+///第六章反馈环路的稳!系统开环增益曲线将以!"斜率穿越新的截止频率!$（"$最大）情况下的稳定性。（%&’%(’%)’%*）图&,-中，任+///。从&+0可以看出，%)点的增1),23。因此，"4*0*05+678点放置极点，9"!;"。)//78处放置误差放大器的零点，9"!8&*//:<。因为输出电路的单极点下降特性，它最大的相位滞后是0/>。但由于;零点的存"A!的情&B78处的极点和/8@;零点引起的输出#$!!.C–C,0A&!*&.)A)//78+678+/678!!"*/!C1C."*/!,,1,B.+/678)A1"&>。从而得到!处的相位裕)&>第十九节跨导误差放大器很多普遍%EF（+("B+("(系列(&系列具有跨导型误差放$5是指每单位输入电压的变化引起的输出电流的2$5.2器。跨$2&$.2%$’.$52&GD2+("B系列系列&系列放大器空载的开环增益特性具有标称值的123)//78+/34/!#在输出端到地之间并联一个纯电阻!"得到!#在输出端到地之间并联一个纯电阻!"得到增的增益曲线。该曲线从直流开始直到与曲+,0.!2!(–+中的曲线343*3243/343所示图*+（,）开环不带356-.*-.*系列的增益曲线。当带电阻负载时，增益<"-<"*在大多数情况下若需要用到*型误差放大器的增益特性则可采用图() "第六章反馈环路的稳!第六章反馈环路的稳!点并联接地。这使原本为$)的极点移到更低的频率点，且在这个更低的频率点之*"的斜率下降。在频率#)（",""$"!"+"%","增益斜率极点使增益斜率变为*.*$.*$"1#2.$/"$67"的大小都会有所限制。若345比较器的一’8""小于’$9#，’8电压快速变化，则形成的电流可能"$6由于输出电流有"$6员不使用芯片内部误差放大器。但芯片#0:处的增益损耗很小，为了与误差放大器的增益匹配，’$$$$#。如果出现#0:处人为增大输出滤波器的增益损耗，""就能增大到’$$$$#。增#0:处第七章谐振变换器第一节概述体积很小的新型多功能集成电路的出现，对开关电源的小型化具有重要意义。开关电源小型化主要依靠提高开关频率来减小变压器和输出滤波器的体积。另外，开关电源也通过提高效率减小散热器体积来减小自身体积。目前开关电源技术的主要目标是使电源工作频第七章谐振变换器第一节概述体积很小的新型多功能集成电路的出现，对开关电源的小型化具有重要意义。开关电源小型化主要依靠提高开关频率来减小变压器和输出滤波器的体积。另外，开关电源也通过提高效率减小散热器体积来减小自身体积。目前开关电源技术的主要目标是使电源工作频率比现在通用的!""#$""%&’进一步损耗都会增加。()*+,-管输出电容的充放电造成的导通损耗只有在开关频率时才比较明显热阻，造成的1壳温升可能会使晶体管的结温过高。（或集射极间加缓冲器可以降低开关管的开关损耗。但使用耗能型4’时还是会出现问题。使用谐振变换器来实现。谐振变换器是由开关管加上谐振53电路构成的，它使流过开关管的电流变为正弦波而不是方波。然后设法使开关管在正弦电流过零处导"第七章谐振变换!使开关管在电流为零的时刻导通或关断的电路称为零第七章谐振变换!使开关管在电流为零的时刻导通或关断的电路称为零电流开（ (+’.!%)正如第五章第一节指出能量012o3"4,3储存于56)789管的较大的输出电容中。当56)789（内导通一次时，就在56)789管上消耗了012o3"43#瓦的能量。（"+’.!;)是通过让开关管输出电容成为电路中某>%谐振电路的电容来实现零电使开关管关断时存储在电容上的电压或能量改变为存储在谐振电路电感上的电流或能（0@A3@（某些拓扑的功率密度据说已达到了0C:D。如此高的功率密度可用于%:%都必须有的大的输入滤波电容。因此它们要通过外加散热器来散热，但此散热器的体积和冷却方式在计算功率密度时很少被考虑在内。FC5方波变换器相比，它们要承受很大的开关第二节谐振正激变换器电流关断及精确开关管关断时间GH/味着!"#$$谐振正激变换器。"折味着!"#$$谐振正激变换器。"折算到初级的电容与#’谐振。()*+,-管在其极电流第一个正半周过零之后不久就关断。./流过其第一个负半周电流后截止()*+,-管漏极电压上升，在"折算到初级的电容与变压器励磁电感#0所构成的谐振环的半个周期内，使变压器-%/$3’（"’（&&2&4）/（#$#’"’#第七章谐振变换!第七章谐振变换!感就是为了使总的!!相对固定#以频"&#$导通。电路工作原理如下。首先，!!（$!（%$&(+1./2,!0,!-件相串为串联谐振变换（$-$/01./2,!0,!4-。因为电路工作于不连故在开关管#导通之前，谐振电路中无电流流通。例两个正弦半波之间有一个很长的时间67#所示，因此&8#导通&8时刻的电&#时刻电流又过零并且反向，试图继续第一个负半用电流流过9的阳极电源’形成一个闭合回路。在电流流9(的半"#&#有电流流过此时可以关断#因此"#导通时间只要介于谐振正弦电流的半个周期与一个周期之间即可。时9(>#激磁电感中的电流使开关管#的漏极电压上升到’:;心复位。励磁电感和从变压器次级折算过来的电容构成另外一个谐振回路。当漏极电压在&的反向恢复时间很短，故其反复损耗可忽略不计（尤其是当开关管漏极电压上升为(’时，二极管中的电流早已降到或接近为零#="%#&#$来调整直流输出电压。若’（降低开关频率"’""调压的方法是谐振变换器的一个主要缺点。在传统的@变换改变开关振31电路的半个周期而频率是变化的。许多场合不能采用变频调节方法。当有计算机时，计算机操作员常常要求电源的开关频率与计算机时钟频率的某个倍数同步，以降低电源噪声尖峰在计算机逻辑电路里产生错8的可能性1 而当开关频率恒定且与#上为了更好地理解以上所讨论的谐振正激变换器而当开关频率恒定且与#上为了更好地理解以上所讨论的谐振正激变换器的工作原理，下面分析一组实测波形图$&所示的是一个(&（*&,-&.）的正激变换器。此电路的!01*2,3*-456，变压器匝1271&9*<56=221=&:&*<56#:;1?@（":）$;1?（&+*（2+221*12 ;&+$5 &%从图$&1<AB=C#@的从波&还可以看出，次级电容电压（从初级励磁电感上的电压感应而来极性变负，"9间隔的确定是要使波&的负半周能够返回到零，以使铁心完全复位。55#:所占百分比不易随变压器的制造误差、导线长度或其走线的变化#:并减小$:以保持谐振半周期不变，则#:?$:就要E1的#:$%&$&所示，FG1&,，输出功（!(&.（有关式给出了传统I)<方波正激变换器的初级峰值电流的计算公式为%J;(+(&#第七章谐振变换!!!$%第七章谐振变换!!!$%&$&&*+$,-。从&.*/可以看出，比**&$号铁心小一号的铁心0.号铁心，正激变换器就可以在频率为&(+345的条件下输出,67的功率0*0&所示电路的实测波形第三节谐振变换器的工作模式#若!$下降或负载电流上升而必须第三节谐振变换器的工作模式#若!$下降或负载电流上升而必须升高输出电压，则开关频率（离散脉冲的重复使变换器工作于连续模式下。连续模式下，电路中连续正弦电流或开关管连续方波电压-.特性曲（阻抗频率如所示。特性曲线上的欠谐振侧或过谐振侧可以确定平均开关频图!" 通过改变谐振元件的/特性曲线的频率调整输出电/特性曲线移动改变开关频率可以改变谐振电容的电压幅值（若输出为谐（0123492$4，059）/（<"第七章谐振变换"可以特性曲线非（!值频率稍有变化，输出就会发生大的变化第七章谐振变换"可以特性曲线非（!值频率稍有变化，输出就会发生大的变化’模式漂移到$特性曲$)和*模式下的都会使谐振峰值发生偏移。若谐振峰值偏移过就可能使原来工作路变为工作在’模式下此时一旦反馈环采样发现输出电压下降，就会降低开关第四节连续模式下的谐振半桥变换器面的讨论是&+,-./.345的著作输出功率可以通过下面两种方式中的任意一种从*谐振回路中获得。当折算后的输（折算到变压器初级和谐振电容并联，此电路称为并联谐振变换器（4-*（.1,&*;<?或并联在变压器的初级，同外接电感!#)*电路的值。#8工作在连续模式下。1（不含1D>（!"#$&’）!（!"#$&’）!*的等效电（等于谐振。#,为(#图$%&（’）串联负载谐振半桥变换器。电感()#)谐振。负载经变压器-.折算到初级与谐振电路串联。开关管在谐振电流第一个半周期结束后直接关断，以实现零电流开关（/0)1!56478639/#!高压输出所需的输出电感往往要承受很大的电压，这导致电感体积很大。由于不需（#电路下面将讨论工作在连续模式下的串*并联谐振半桥变换器。因为可通过改变频率节输出直流电压，所以有必要了解当频率随着工作点在特性曲线上移动而变化时"第七章谐振变换"折算到初级负载上的交流电压如何变化。整流直流输出电压第七章谐振变换"折算到初级负载上的交流电压如何变化。整流直流输出电压与折算到初级电阻两端的流电压成正比连续模式下串!并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路$%$分别给出了’%’所示并联负载谐振半桥变换器的交流等效电路。这些电路的输入是由开关管产生的幅值(!)*的方波。按益是频率的函数$（%）串联负载谐振半桥变换器的交流等（’%））（&）并联负载谐振半桥变换器（’（*）455电路。（6/01%3提供$所示的等效电路可以看出，串: （"#! =3#%*］: （"#! ;#（3!"*）#=3! 4!4+!4从这些关系式中，,-./.%3绘制出了!*!@7$!的比例图，其中，$是变压器的匝"8&’""!$&""!$&续模（**+下串联负载谐振半桥变换器的调（67+图’()给出了连续模式下串联负载谐振半桥变换器电路是如何进行调节的。若电路;9。现在若负载阻抗""下降，使!此时归一化的开关频率将不得不下降9%<产生相同的输出电压。对于相同的上升 !%，则电路的工作点不得不转移到*该点对应的归一化频率约为%9)8 负!>’(<3）所示的交流等效电路的串联谐振变换器的增图’()所示的增益曲线上的实际工作点取?*输入电源电压和输出电压。线上的归一化频率%%处下降到%8处。而易见>曲线上实际工作点的选择是非常需要技巧的反馈环可>>#第七章谐振变换!#$%&’(第七章谐振变换!#$%&’(&)*+,-.（/51278!69）所示的交流等效电路的并联谐振变换器的增益曲 ;初级会短路<所示，而谐振电感限制了开关管的电流。使开关频率进一步下降，最后越8曲线的峰值进入正反馈区。但反馈环并不钳位技术限制最小开关频率的方法并不可行，因为谐振元3微小的制造偏差都会致谐振峰值频率发生很大变化!"#$’!"#$’算后&’并联的有效阻抗必须很大，才不会降低电路!值。若重载时情况如此，则轻载时的情况更是如此。简单地说，轻载时流过&’并联的折算电阻的电流是流&’的电流的在串联谐振变换器电路中，情况则有所不同。当串联在&谐振回路中的负载电阻两端图")*给出了一个既具有串联谐振变换器电路轻载时的高效率又具有并联谐振变换器电路在轻载或空载时调节能力的连续模式下的串!并联谐振变换器。这种电路也称为&电路。*+）&&-。选择合适的和"-可以使电路兼备并联谐振变换器和串联谐振变换器的优点了"-为零电路就是串联谐振变换器型。随着"-的增当它的值超过",电路就呈现出并联谐振变换器电路的性质。若"-比",大，轻载时电路就会显示出并联谐振变换器电路的低效率性。(&&9 （;<!9$%9%!>"，:是根据匝比平方折算到初级的直!!9:,57#+=>?#*# （,)>;<!,!!,,!!］==%==%路")@所示的串联谐振变图A!#!%!%（&）所示的并联谐振半桥变换（())）在!*+.!时的增益曲反馈环试图校正这种情况，通过使工作点沿同一条/曲线向上移动来使输出变大。为低于!"#中的0点所对应的频率。连续模式（))1下实际问题的一个较好的评估方法就是尝试让电路元件误差引起的谐振峰值频率和幅值变化范围内工作。23454$9认为，!,+电路工作状况最佳正弦电流正半周结束过零时关断开关管（或者在电流刚刚反向正弦电流正半周结束过零时关断开关管（或者在电流刚刚反向并流入反并联二极管后不久!"’()$%&的能量损失。设计者为了减小电源的体积必须提高开关频率。$./-.!"4所示是一个零电压开关半桥电路。它的基本工作原理是利用056789管的输出电容作为谐振:;电路的电容。此电容在每个周期的一段时间内储存电压（能量接"9#续流，使"上升，";*";*下降至$&"极性此时，;*:和底部滤波电容;*;*负极放电。因为回路过程不会产生损耗。;*谐振，;*电压下<*即可实现零电压导通。;#<#<#关断时不会同时产生大的电压电路工作在由:;#和;*并联组成的谐振电路<曲线的斜坡上@BAC（&、图D、图"!#!&!#!&’曲线的斜坡移动改变频率的方法来调节。等人认为这种方案不可靠。对于成批生产的开关电源，当谐振元件参数漂移或当图#!#!#!#和图#!"及图#!%中的!."$第五节谐振电源小结可否让谐振电源每立方英寸都和传$""%&’可否让谐振电源每立方英寸都和传$""%&’()*电源一样#,+从同一生产线上生产出的元件是否都具有同样的特性？或者说，因为制造误差和元件（方波的-!.-"很大（1？考虑到相同功率下谐振电源的正弦波电流幅值是传统()*电源方波电流幅值的$#2/0问题是否会因为正弦波过零时!."与电流幅值成正比而同样严重？当大部分谐振源采用变频调节时产生的问题有多严重？用户会不会认同这一点？或者坚持要求开关电源3特性曲线的斜坡上，这会不会续模式所需要的较大频率范围是不是一个重大缺陷？""#$%"#$%第一章功率因数及功率因数校!功率因数校正第一章第一节功率因数第一章功率因数及功率因数校!功率因数校正第一章第一节功率因数图。如果电流滞后或超前于输入电网电流是上升&%功率因数一词源自基本的交流电路原理。当正功率因数一词源自基本的交流电路原理。当正弦交流电源给感性或容性负载供电时，负载电流也是正弦的，但是比输入电压滞后或超前一定!。若输入电压有效值为"，输入电流有效值#，则电网的视在功率"#。但实际传递到负载的功率只有"#!"#$!。与负载电阻的电压同相位的输入电流分（#!"#$!向负载提供功率。与负载电阻的电压垂直的输入电流分量（#!"#$!不向负载提供功率。在交流输入开始的一段时间内，这表现为从输入电源抽取功率并暂时存储在负载的输入电网电流的无功分量和有功分量如图%&%在交流电源电路理论中，"#$于果的方法称为功率因数校正第二节开关电源的功率因数校正%&’"’(’)#"#将是正弦半波*+,-./01。从整流器整流出来的电流也有相同的正弦半波，且从输%。如果输入电压吸收的电网电流也是正弦波并且和正弦输入电压同相位，功率因数""./0（’来产生波形*+-.01。这样可以产生较高的直流分量（0的中间）和较低+—-—的峰&峰值纹波。现在0之间，所有整流器都被反偏，没有电网电流流过，负载电流由电-提供*0时刻，上升的输入电压给整流器 !图!"#（$）（%）’(功率因!图!"#（$）（%）’(功率因数校正的目的就是要消除这些窄而陡的电网电流脉冲。这些陡的电流会（)*+功率因数校正可以去掉桥式整流器后接的大滤博电调制的%((,-变换器来实现。在整个正弦半波时间里，%((,-变换器的导通时间由./0控制第三节校正功率因数的基本电路（$（&图功率因数校正电路的首要任务是利用’变换器将沿正弦半波曲线上升和下降的图功率因数校正电路的首要任务是利用’变换器将沿正弦半波曲线上升和下降的用下面将提到的连续导电工作模式下的’变换器来实现。$%%&’内开关管 第一章功率因数及功率因数校!!"导通一段时间!#$，电感%"储能。当!"第一章功率因数及功率因数校!!"导通一段时间!#$，电感%"储能。当!"关断时，%"的极性颠倒，%"同名端的电压上升到高于输入电压"&$。!"!#$期间存储在%"’"传送给负载和电容("##*+变换器的,输出电压关系式为" （","#-",!."生一个比输入正弦电压幅值稍高的稳定直流电"#。在整个正弦电压的半个周期里，导时间由/0（/#123045+#3(#3325+&#$控制芯片控制，它检"并利用误差放大器将检测值与内部基准电压比较，通过负反馈未设!#$"#保持设定值不变。"上升达到幅值，/0(通时间如图7所示76##+变换器在正弦半波输入电压各点对应的电流波功率因数校正电路的第二个任务是检测输入电网的电流并使它变为与输入电网同相位的正弦波。这也由调+变换器的导通时间来实现。导通时间由负反馈环决要求最终控制*+调整器导通时间的电压是直流输出电压的误差电压和输入电网电#$变换器可以工作在连续或不连续工作模式。但是在功率因数校正应用中，工$连续工作#$变换器可以工作在连续或不连续工作模式。但是在功率因数校正应用中，工$连续工作模式拓扑更适合于用来产生相对平滑的、没有纹波的正弦波输入电流这一点可以&给出的恒定直流电压输入的连续工作模式下#$变换器的波形看出。连续工作模式下的#$电路与不连续工作模式下的$电路有很大的差别。（*$大的输入电流给/%。当/%(%的电流或能量通过0%传递给负载。因为(%的电感值较小以通过0%的电流的下［+（#"&）*$%而且在/%下一次导通之前流过0%的电流就已下降到1。输入电流在一个周期里是不连续/%导通时流过/%的电流和/%关断时流过0%&’(%取值应较大。/%加缓升斜坡，而 %/%（&’%)(%3434#$变换器接在输入桥式整流器的出端，如&5所示。在正弦半波输入电压的任何点上，通过678/%的/%电压成正比。在任一导通期间，电流流(%9:并返回整流桥的负端。在随后的关期间，电流流(%0%9"及与其并联;"，再经9:返回整流桥的负端$值，使整个开关周期里的电流纹波保持很小。的开关速度越通过选取较大:（!可能产生<=问题，严重程度与开关速度有关，但只要9:两端并联一个很小的电容（大约为1?<）就可以解决这个问题!""#$整流器的输入电压为正弦半波，这里有必要先了解连 !图恒定直流电压输入的连续工作模式下的$%%&’变换器。该电路通过改变(!!图恒定直流电压输入的连续工作模式下的$%%&’变换器。该电路通过改变(!间就回到原值维持（图#)首先，考虑式（中输出和输入电压的关系是如何得来的所示，在整!!首先，考虑式（中输出和输入电压的关系是如何得来的所示，在整!!周降，则电感)!的电阻可忽略，所以在一个开关周期里)!的平均电压必为零。并且因为""（,"%的面-.的面积必须相等。因为在关断期的下端电压为"*&!&（%""*&!%’’（%""*&（!"&） " 即"%/!"!0这就是前面（）由图#,）"（）!"&过脉宽调制来实现。如果""也会改变。"（""%"5"1,%高时它为高电平。"5输出的高电平经图腾柱（67(）$!""及"1的输入端电压也降低，"1,的输出电平上升，三"和误差远放的输""上升，但"%下降，%&减小，将降回原来的值。连续工作模式变换器对负载电流变化的连续工作模式下变换器以特殊的工作方式对负载电流变化进行调整。和!&与负载电流无关。但显然，当直流负载电流改变时，即使导通时间晶体管和输出二极管的电流也必须改变电路对负载电流的变化响应如下。假设负载电流增加之前，$!的电流必须为如图!"所示的波形。若负载电流有少量增加并到达稳态，则波形上移的过程是这完成的：$!电流波形上移为-:!;!(；当负载电流增加很大时，$!的电流波形上-:.;.(。当负载电流改变时，%&在几个开关周期里增加，到达稳态时!又恢复到原值!" 给出了这三种不同负载电流对应的稳态二极管(!图的电流波形。输出负载电#$!#<的和，其峰"峰值纹波可以通过增加电感$!来减小!""加。!&#$!上升到较高的数值!缩短值#4 第一章功率因数及功率因数校!!&!!斜坡第一章功率因数及功率因数校!!&!!斜坡#"()"(**（）慢恢复到原来的值工作在连续模式下的$((,-变换器负载变化时的调整过所有上面要求的功能现在都可以由一个集成电路芯片来完成。这种芯片的主要所有上面要求的功能现在都可以由一个集成电路芯片来完成。这种芯片的主要是电压和电流的采样和误差信号的放大、误差信号的合成，以及产#$晶体管的脉宽调’)"增加一个*+)芯片一个电感$晶体管、电流检测电&,（所示的出电)"再大.个电阻和电容就第四节用于功率因数校正的集成电路芯片有几个主要厂商生产可以实现功率因数校正功能的集成电路芯片。它们都使用$工作模流变换器拓扑，并通过脉宽调制来检测和控制直流输出电压和输入电01$34里将详细讨论。其他芯片如"""9(8),7’.’将只简单提及。芯片81-和8:75’%(2;4-=>:;%’75和;"?45,567与01$4/),567的结构基本相功率因数校正芯片2图&@给出了这种芯片构成的简单*+)电路框图。不同单元的功能及芯片内部结构也同时在图中示出。这里的讨论以9A31"34B19C(所做的9$4公司应用论文资料为基#$D%:%E%)"组成。可由锯齿波电压发生器的频率!FG6H%7$确定开关频率由图腾柱输出D’和D,来控制功率开关管D%导通时间从对应时钟脉冲将%触发器%）（*J8KL’时导通截至。脚的电#的电压和I的电压瞬间差值的正向放大电压 !&’()+$,-./0构成的功率因数校正器电路框!&’()+$,-./0构成的功率因数校正器电路框12,/脚的输出电流是连续的正向正弦半波，其幅值在任何瞬时都3点直流电压和输入4脚的电流值成比例。12,4脚的输入是与整流桥输出的正弦半波电压同相位的正弦半波电流基准。因此，12,/脚的电压是与整流桥输出的正弦半波电压同相位的连续曲线，其幅值53!的输出电压成比例!6（!".与.一个开关周期内导通时的电流和关断时的电/的898986功率因数控制芯片&’()+$的主要功率因数控制芯片&’()+$的主要0123的半周期里，的压降跟踪4646的升压比#+放大并保持上凹的波形9:,-9:,!/脚的峰值约.;的三角波电压通过9<=比较器进行比较#+9:,- 第一章功率因数及功率因数校!第一章功率因数及功率因数校!但是%&!’()的正弦电压决定的电流变化时，(*的阶梯斜坡电流必须跟着变化。当+脚乃至当脚的误差电压突然发生关章节中讨论的那种情况。-比较器会立即改变导通时(*的阶梯斜坡电流产生的电压等于的电压。经过几个周期（#$#）决定的值，因此可以得到所要求的恒三、.!’/+0保持本章不详细解释乘法器和除法器的工作原理。易知+脚的输出电压是输入点1的电和输入2的电压（代表输入电流的乘积。可通过如下方法调!"，如图$3所示1点的电压是误差放大器将正比于的电压与固定的基准电压进行比较后得到输出电压。+脚的电压是一个连续的非畸变的正弦半波电压，其幅值与3脚的直3++$（更接近零’脚和地之间的电压差值（如脚-#!"&6(/连接到整流桥是正弦电压有较大阻值的电$7.!’/+0)+8,功率因数校正器的电路图。可通过设定过!*和"分别表示电压有效值的最小值和电流有效值的最大值#";$#<=;!*"*;!*8>383"（#$式中，$是效率，?!*（$）"以使其在低网压和大负载时的损耗减A(*#A%*;（#$++!1234&5（!"89（为"!等于8*的升（!23。最大电!1:和!123的关!1:!（!""*$9+>&5*67，14!&5*64)!89（"94!54!45**，一5*!)&5+5"!)4!(! 第一章功率因数及功率因数校!当!#$&’(")!!*$+&)".$%&!（）可+&0%&$+&"’%&(为了减小2)’的偏差"3等于"’脚<=的电流，>-+同时也设定第一章功率因数及功率因数校!当!#$&’(")!!*$+&)".$%&!（）可+&0%&$+&"’%&(为了减小2)’的偏差"3等于"’脚<=的电流，>-+同时也设定+#.$-&（-/"-+$-式中，$--是:;5-+脚的接地电容。"-+的单位为欧姆，$--的单位为法拉，#.的单%%@输出电 的选-/B中的788.9!C-。它波电流峰值!!*最大。纹波电流为"!斜坡幅值为图-/(所示通时间%8D最大时对应于A-上最小电压&!的A-的电流改变量。&.和!分别表示电压&! -&+-&.’-$（-/!!!-!-&+-而（-/).!%&’0-&+- %&’(（-/!（-/（-/$&&%E".’’-（-/-(8（-/-可 -/!（-/--$&8大于&G&%8D$%-（-/--&-+-!!&!()!$%&*+() ,0,1"#",!!&!()!$%&*+() ,0,1"#",#(0（,-4043&*（,-#,!&’()&,((68+:%.,#40（,(（*-）#’*9#!=输出电容,(<..&=>.>@!!&最大时的幅值大,(:。那么当!&*时，./,01,01*49()。这个应。因此在这种交流输入电压情况下设定最小输出电压!. >.的选择必须满足规定的保持时现在，如果交流输入突然断开，!最小时，希望以保持输出电压为一个定值!%AB。!B是能够保证>@>变换器所有输出维持为规定值一段（一般规定为（4(%&的电压当!.向!B下降时?>"?>变换器的导通时间增大以维持其所有输出在规定值范围内。对于大多数变换器拓扑，!.下降越少时需要较大的电而允许!.有较大压降则会导?>"?变换器导通时间增 第一章功率因数及功率因数校!拓扑的最大导通时间就是半个开关周期。!#一般折中选择为比!低%&第一章功率因数及功率因数校!拓扑的最大导通时间就是半个开关周期。!#一般折中选择为比!低%&’到(&’，并&)。作输入时的导通时间仍然是半个!#+, #+,$"#! （.-"$*!-式中，#+,是!从!下降到!#时输出电流的平均值。变换器输出功率为0效率为时 1 （.-#+,!2） #因此，当!#*!3&*43&3&*4&&$*4&!5（）可#+,6&7"$*43&-4&&*8196.&-%%0*1/&:，&0*&7（）可 16 *&7/43&24&&）*&7-必须恰当>=>变换器的变压器，在上面规定的!#或输入为4&&’电压值时次级电可以确保在!#*4&&且导通时间为半个&时即可得到输出电纹波电流值。@$$5A二极1的电流由直流分量（!流出的直流负载电流和振幅等于直流负载电流的&C谐波分量组成。显然，电流的直流分量流入负载，&C谐波分量流入电>$。因此，>$的纹波电流额定值的有效#*&73&3#E0。对于>!/1/&?*&7时，>$纹波电流额定值的有效&73&36&73%*&7/8;G<>1H8/9）9I关断，流过印的电流截止。当电流限制比较器的反相输入端（1脚的直流电压低于正相输入端的电压（地时，电流限制比较器的输出为高#J.’*#H8’!%&’’!%&’,*""!（+3设#4’$5，则由前面的计算可知峰值电流!2’&*6+/。那么当峰值电流限制为(*式（3+)）"*$7(*8,**9-!。反馈电网电流为正弦波的高带宽内（</$另一个是保持输出电压恒定的低带宽外环（/+$+8?"68;电压误差放除了可以保持直流输出电压恒定外，还可以通过在电网的三次谐波或更高谐波频率处设置较低的带宽和增益来减6,A>电网电流的谐波畸变。"B4C4D41E第五节功率因数校正芯片E++3给出了这种芯片的电路结构。和IC变换器将桥式整流器输出的正弦半波电周期内都等于基准正弦半波的值，基准正弦半波是在输入电网电压的非畸变半波基础上由芯片内部产生的。与采用FGCI芯片的J440C变换器工作在固定的频率和连续工作模式下不同（图+3&B4C4D41E$关噪声。相对来说:FGCD4HI芯片的电流斜率很任何一个开关周期里，电网电流 第一章功率因数及功率因数校!变量很小。采用第一章功率因数及功率因数校!变量很小。采用"#""%&和()#+芯片的功率因数校正器在相同的理想交流,-..0"#""%&2345/功率因数校正器它可用于交流输入为6784578"$"&2345/（/0//（5取代以往连接的大滤波电容。这个/8左右。输出电压必须是完全正弦的并且应与电网电压同相位。/输出电压接乘法器，同正（由<转换成电压正弦半波为了防止内部电路使正弦半波畸变，=>12脚的电压必须保持低于28。;.的电流是4?/（@值。一个开关周期里04中的三角波电流的平均值等于同一周期里电网输入电流的平均值。因此，通过使三角波电流（转换成电压的平均值等于乘法器输出的基#$&’的内部逻辑及（图’(’’和’#$&’的内部逻辑及（图’(’’和’()*已闭锁$点和+点已经为高电平，,-".脚变为高电平，导通主开关/’/’（%’1’2324#567$（%’#正弦半波输入一个开关周期里!>?>@>A0#$%&’功率因数校正器的主要波形，有点对应于图中的（%，12@324（#6 第一章功率因数及功率因数校!!（图!"#!初级同名端变（&点也变为正位。(的两（!!点(（*!+点都为低&第一章功率因数及功率因数校!!（图!"#!初级同名端变（&点也变为正位。(的两（!!点(（*!+点都为低&,点也为高电平*点就保持低电平。*#点就保持当!"#（,点也为低电平。或非门2的三个输入端均为*点变为高电-1!重复前一周期。但是在&,)点之间有一个延时,)在点降到低电平的瞬*3*点的高电平和!+1!#""!1!关断时，4!（":""它的电（即交流电网输入电流7#87$9（"56）!!%:6#=1再次导通之前必须在%关断期间低到相#示"%（":""%;;9%"（!"）即%:;;"""!"改变。因此频［%:6>;;随着正弦半波电"6（@的当电#A时还不会饱和。这种电感不但体积大，成本也很高。因此&:9"C#&’’电压最小时电流最大。"C和#C!’"C"或!=E式中，#=E是电压为"CF+@G电网输入电流的峰值。但是由图!"!#（$可知，因为（!<##%&%!#,-）$+这是电压为$时，在输入正弦半波峰值处的开关管电流峰值。在正弦半波的峰值%&%!#,-）$+这是电压为$时，在输入正弦半波峰值处的开关管电流峰值。在正弦半波的峰值$$!&!式中，$$&$&,,$+&!,.)*%&,-%现在假设正常情况下小和最大的输入电压有效值分别为$+$.%2"($’14#$1&时，1和’。（.&& %6 $51%(/,-+7!-（51161-8）$&5这个峰值电流相对来说比较合;((+输出电压必须大于最大线输入电压的峰值。当$+$’2时，正弦波峰值为,’52#（,’#时承受较高的电压应力且二极<5的反向恢复时间问题会变得很严重。（.2）,&6%$.%052%>/9$/.?,%.,,&+,’$$’2时，$$,,6’$,.52当,%(/（$19%,.5$3+?%B%）$1@%2’@’2网压峰值时的1@的改变是不允许的$A$.2并且0520’@$接近谷（一般在相位,C的地方时的开关频%2交流电网的C%(==1&..9&,%/这种随着交流输入电压变化开关频率也随之变化，特别是1@正弦半波从瞬到低变化时开关频率也变化的现象，会引起DEF?GHF问题，因为它包含很宽的频谱。虽如此HA30%8, 第一章功率因数及功率因数校!%&’电流检测（()和乘第一章功率因数及功率因数校!%&’电流检测（()和乘法器输入电阻（#(*%8;<可$+08;?"#34,0%<8%C;0%<;<C;<%<!)0;<!’<’""#脚#<"!!D当"6"08>!0;!建议根据这个比值选择电阻。首先通过选择一个很高的电阻*（一般为!!来设置"!等于#>再改!使交流电网电流的畸变最小。第二章电子镇流器第一节采用高频电源的原因荧光灯采用高频电源意味着开第二章电子镇流器第一节采用高频电源的原因荧光灯采用高频电源意味着开关电源将有巨大的市场。!"世纪#"年代中期以来%&$#!"’"(")*连电感或(")*的升压变压器+电感的组合来驱动的。这个电感或者变压器+电感的组合就是常说的电磁镇流器，如%所示。图!,%采用电磁镇流器的荧光灯使用的电源是**!,%!,%所示。在预热型灯管中， 第二章电子镇流!更大。这个过程将一直持续到灯管因电流过大而损坏或是灯两端电压下降到低于最低维持电压而熄灭为止。从!"#$年到%&第二章电子镇流!更大。这个过程将一直持续到灯管因电流过大而损坏或是灯两端电压下降到低于最低维持电压而熄灭为止。从!"#$年到%&世纪$&年代中期，荧光灯每年销售量#&&万只，因此也就需要同等数’铁心磁片在(&)*交流供电下会振动并发出噪声，这就需要把它们用柏油密封在罐子里面，/（瓦以及可以用更小更轻的限流元件&*左右将会达到%灯管在高频下工作的这些显著优点必须依赖于实用而廉价的高频电源电路的运用。以考虑为每盏灯配备一个345逆变器，在大工厂或大的办公大楼里的灯群则可以考虑采用更大345，甚至采用高频旋转交流发电机。64/74但随着功率晶体管和铁氧体磁心价格的迅速下集中高频电源发生器。对一盏灯或每组两到四盏灯直接以交流整流变换后的电源来供电，高于电磁镇流器（’美元。但是当考虑到它会节约电费（因为它的流明8瓦数提高了），&%’1的费用。低能耗的实现归功于高频工作消除了灯管的闪烁，提高了工作电流，使灯管一家主要的镇流器生产厂商估算了一栋一家主要的镇流器生产厂商估算了一栋拥!"#$英尺荧光灯的大楼在更换了电子%!"#上所节约的费用为$"#$$美元。即使考虑到电子镇流器更高的价格以及人工更换费用$$()直径’英尺%直径($$英尺的输单位为流 第二章电子镇流!第二节荧光灯的物理特性和类型第二章电子镇流!第二节荧光灯的物理特性和类型!"#增的，标准的长度$%&英尺。各厂商大多采用同样的四个字母编码’()*标注号，表示荧光灯，(表示输入功率（用瓦特表示)表示管形，*则是以+#英寸的倍数,$功率&英寸的灯管。荧光灯也有环形形的。采用旧式电磁镇流器的各种类型的荧光灯都可以找到匹配的以相同线电压工作的电子镇流器。图$0瞬时启动的灯管（图!"（$本身并不具有大量初始的自由电子来启动以上的过（图!"#具有载流氧化灯丝，它将提供大量的储备电子去点燃瞬时启动和快速启动的灯都具有各自的优缺点。快速启动的灯虽然在启动时相对慢会频繁的启动，则它低廉的价格仍然使它具有竞争力。这两种类型的灯管市场上都可以找灯管里充有低压的氩气或氪气是为了让灯管更快地启动。起初的碰撞电离或电弧就紫外线激发了灯管壁上的荧光物质才发出了可见光。在原子轨道上运行的电子激发到一些更高能级的轨道。当这些电子跃迁回基态能级时，就产生波长较长的可见光，而那些跨越高能级差的跃迁将会产生能量较高波长较短的紫外线。#这低于约,***(***埃的可见光光谱。但如此短波长高能量的紫外线对激发灯管上的磷图,*瓦白光荧光灯的光谱能量分布，单位纳米（#纳米)埃。光滑的曲线代表磷光粉被紫外线激发辐射产生了连续的光谱。宽的离散区 第二章电子镇流!荧光质产生可见光的效果远不如波长为$埃的紫外线能级的跃迁。而大多数的可见光第二章电子镇流!荧光质产生可见光的效果远不如波长为$埃的紫外线能级的跃迁。而大多数的可见光正是由$埃的紫外线激发磷光质产生的。图!%&()纳米。光滑的曲线是白光荧光灯的磷光质受激辐射产生的连续,宽的光谱代表汞原子从高能级向低能级图!%"（+实验，测试了在密封气室中，一对球形电极在不同间距条件下，击穿电压和气压第三节电弧特性对气体导电特性的集中研究始于"世纪。这也导致了人们对电子的属性和本质的深#射线在医用诊断上的运用。帕邢在"年研（空气对气体导电特性的集中研究始于"世纪。这也导致了人们对电子的属性和本质的深#射线在医用诊断上的运用。帕邢在"年研（空气%&’所示。当两个电极之间相隔()*时，在一个大气压下击穿电压接近于!(((/。随着气压的下降，击穿电压将会持续下&压值，在空气中*的极间距最小燃弧电压约为（即平均自由程很小。这样当一个电子或正离子被电场加速到足够大的速度过一个限流电阻加到电极的两端。当管内的气压下降到足够低时，他们观测到亮暗相间的区域从阴极延伸到阳极，如%&0所示。从阴极往阳极上延伸，首先可以看到一12，紧接着是一段很长的黑暗隔离区134，再接着是一段更长的发光区 第二章电子镇流!!"$%，在其之后靠近阳极的则是一段亮暗交替的光带’。（’"（’())*第二章电子镇流!!"$%，在其之后靠近阳极的则是一段亮暗交替的光带’。（’"（’())*+,（’$%（!"、（#$%（&’。以上现象可做如上解释。随着压力降低到接近帕邢曲线上压力的最低点时，杂散的自（它们是由宇宙射线或阴极的高电压梯度产生的被加速到获得足够的能量使中性会在此处建立一个正的电荷区并在阴极附近形成一个高的电压梯度。这个电压梯度当靠近阴极的中性或电离的汞原子被足够大能量的电子轰击时，它们原子内的一些电子就会吸收这些能量而跃迁到更高能级的轨道上。当这些电子再次跃迁回它们的初始轨"区域发出可见光。’"区的外部边缘，所有的电子在向阳极运动的途中耗尽了它们的能量从而速度降下来，这样它们就没有足够的能量去激发那些中性原子达到更高的能态。在通过%区的边缘，它们又重新获得能激发中性原子达到更态的能量区时因被激发的中性原子中的电子又重新返回初始轨道而又会在!"区发出可见光。而游离的电子通过#$%区时由于它们又耗尽了能量而无法再去在 341267*678-一些人建议采用反激变压器的次级对荧光灯供电，因为反激变压器的次级经过整流二极管后的输出电压的幅值是不受限制的，可以很容易地达到很高的数值使荧光灯产生电#。一些人建议采用反激变压器的次级对荧光灯供电，因为反激变压器的次级经过整流二极管后的输出电压的幅值是不受限制的，可以很容易地达到很高的数值使荧光灯产生电#。令人欣慰的是，以上各种类型的荧光灯在高频镇流器的驱动下相对(的驱动电源而言更容易发光和点亮。在(交流电源的驱动下，正弦波在过零点时，灯上并没有电’(,-,/磁镇流器来驱动灯管是一个极大的浪费。图)+所示的是由标准(,灯的波形。使用"(的镇流器时在每个电流波形的过零点电压会迅速上" 第二章电子镇流!第二章电子镇流!（$）%&’(的电磁镇流器，波峰因数或者电流峰值和有效值的比值都会远远高于电子镇流器的。图!",显示的是+&-的荧光灯在使用%&’(的电磁镇流器驱动时对耗电分布的估能量!./（大约,*通过紫外线被灯管上的磷光粉吸收后转化为%*01流明2（最新型的灯管采用电子镇流器可高达,&3)&&2瓦白炽灯的则)#2瓦压!!灯的工作电流!"（!" &-荧光灯的能量分布!（&’"$%!（&’"$%图& !!"##（$）各种荧光灯!!"##（$）各种荧光灯的美国国（%&’(；!#"$（%&!)*!#"$（%&!)*!)*值，再从厂商那里得到所要的就可由式（-.#）确定镇流器的阻抗#/0 （-.%1的的!)*")*这样在任意的功率水可以任意规定*并通过-.-计算*则电子镇流器的阻抗（）（-.得出。图-."-."/给出电压和可以看出这是负阻抗特性。对于恒定的电弧（大约占灯管长度的5"$!)*")*电压下降可以看出，图-. 第四节电子镇流器电路现代电子镇流器的基本电路模块如-.#-所示。用来驱动荧光灯的7%7逆变器同时陡峭的上升沿会对附近的电子设备产生(和(干扰。非正弦电流的有效值比直 第二章电子镇流!第二章电子镇流!压峰值高!"#$%的可调直流电压。这一般通过采用(芯片控制的一的)**+,电路来实现，而这个芯片通常是采用廉价的摩托罗拉-/，这个芯片基本-!改进而来的。灯管镇流器的制造商目前所制作的功率因数校正模块要满足’((规定的15限制标（(’6.7&89,!:。$图3现代荧光灯电源的模块图。或并联自谐振电路来决定的其谐振频率范围$">?@。镇流器通常是一第五节(5逆变器的一般特性电子镇流器中;(<=(逆变器所用到的拓扑大多数为!/"%交流电下采用推挽式，在//"%交流电下采用半桥式。但这些拓扑并不像开关电源那样具有固定的频率并使用驱动芯片和方波放大器去驱动;(<=(逆变器。电子镇流器是由串联或并联的(自谐振荡其中最重要的一点是因为灯管在正弦电流驱动下有很高的效率。而且考虑到在初始状态时产生正弦交流电流较为容易并且高次谐波的滤波元件成本较低，正弦电流驱动相对于方波驱动而言可以节省很多成本并缩小装置体积。虽然采用芯片会很简单，并很容(振荡器并没有产生一个恒定的频"B.-极电压直接提供一个反向偏置这将允许正常的高压晶体管保持在较高 !#额定电极电压直接提供一个反向偏置这将允许正常的高压晶体管保持在较高 !#额定电%’(正弦基极驱动时都可以允许承受更高的集电极关断电压。同时可以看出，在集电极关断!!!$是双极型晶体管在关断情况下当基极处于高阻抗或开路时集电极和发射极!#额定电压一般情况下比!$要高*+,**-但其前提是晶体管在关断情况&%+&.-的反偏电压。这个负的偏&’(（所示。这个反向偏置电压也可以从图%&()）中的备用基极驱动电路自动获取。()%第六节01逆变拓扑%&’,表示的是电子镇流器最为常用的(’%*-交流输入下的推挽结构和%%*-交流输入下的半桥结构的电流馈电式拓扑和电压馈电式拓扑。流，它们的幅值是由电路的品质因数"来决定的。启动的瞬态电流可能有工作电流的((4# 第二章电子镇流!!"图#$第二章电子镇流!!"图#$交流供电的荧光灯常用的"逆变器拓扑结构。##)*交流输入$（%）电流馈电式并联$（%）电流馈电式并联谐振(’逆变器。’#加上反馈回来的’$)’$*+#的励"#$% 第二章电子镇流"$%中的中心抽头是反馈式的，并没有直接接到&’’()图,因此该电路实际上就是一个通第二章电子镇流"$%中的中心抽头是反馈式的，并没有直接接到&’’()图,因此该电路实际上就是一个通过功率变压器上的正反馈绕组-,&去驱动晶体管基极的电容.#和初级的两个半绕组的激磁电感*/并联组成了一个并联谐振电路，它的振频率为!012!"/#在灯点亮之前电路会按照这个谐振频率振荡一小段时间，直到灯被点亮后镇流电容.$才会影响到初级。当灯点亮后，镇流电容上就会产生电流，有些镇流电容并不容易计算，而当电容折算到初级.$并联后就降低了谐振频率。可以采用如!"#$所示的两种方案来驱动基极。#3"#（%所示的方案采用了缩短晶体管的存储时间$+56$+5’次级绕组驱动的是两个并联的快速启动型灯管，灯丝电源是由第二个变压器的次级#上的附加绕组。虽然!787#变得体积庞大、效率低下且更为贵%值导致了增益大的管子极通过9#的正反馈绕组-,&获得持续的驱动。集电极的电压和电流波形如图!"$（!）（:）所示。晶体管在集电极电压的-(上的次级电压峰值根据不同的灯管设定为"时相应的灯管额定启动电压$<(。电容.$是镇流电容主要功能是使灯管工作在额定电压有效的工作电流为�’1$#(=�.$;>?$"0(1$0((（!";>（!!在图$中的（#所示的是$%中功率变压7的中心抽头的波形。这种波形是因为电流反馈电感,的存在以及一个经过全波整流后的正弦波在过零点时因为几乎等于输入端的电压，即$@+A%+1B$!!（#$）%&。由于中心抽头的电压峰值出现于开关管导通时间的中点，其的电压峰值!!（#$）%&。由于中心抽头的电压峰值出现于开关管导通时间的中点，其的电压峰值#!&’$()并假设*+的偏差，所以峰值电现在假设正常的交流输入电压有效值为’-.’’-+(+)考虑到123电路能产生很好的可以调节的直流电压，大约比输入交流电压高$()左右，就!"+4$("+)。这样晶体管要保证安全工作就必须能够承受值为!%5就是67+)（如目前有很多晶体管的额定值都可以满足电流、电压和和9:’<((.!’((()"9>?!$@.（$）（+）可以看出，晶体管电流在电压的过零点处才会上升或下’（A（’，每个半周期内的集电极电流如图$@.（（+）#&B=它可以根据灯的$’%（$@!&$(+)，则!"$/.(D(-0/$(+".G$@’.（&32输出端电压以正弦半波形式围绕!上下摆动，&&H上的瞬时电压为!’"&&H%D’&&H上电流的变化%#可以从下式计算 之!%#（$@’’’’I&&下降 第二章电子镇流"因此，一般可以通过选择电#来使式（$%&）中的电流变化量（$第二章电子镇流"因此，一般可以通过选择电#来使式（$%&）中的电流变化量（$%(）!")*的很小一部分。这个用于驱动,.,逆变器的电感可以看作是一个恒流源2324.$’8924.58’06%$&8’’就是&&之间曲线所围区域的面（伏秒数#062使在最大直流电流下工作也不会饱和。此外虽然在正常情况下计算出来的电流为2324.2;（2;!#两端的电压为5#"#’-’’。2;,!"2;’!’2;B!"’!’2;（2）C’!@’’26$（$89）。一$8表$% 各种磁心材料的价格@损耗的比磁心K"43L(0M:N#QRRJQ26$6$0O2）图!" &&)的特性曲线图!" &&)的特性曲线磁粉体的损耗小于铁粉(**磁心高昂的价格使我们对其不予条件下磁心损耗的-./价的1345’磁心的损耗也不是很大。下面用计算来说明最终的磁心选择过程-- !$&(!$&(+,-/)).%0绕组匝数!匝的毫亨数""计算而（&’!$$!磁通密度的峰值$)–%"$!"*+$,+&-’$)绕组匝数!匝的毫亨数""计算而（&’!$$!磁通密度的峰值$)–%"$!"*+$,+&-’$)"%"+&,!"*-/或’%，"$/#.-&$（&’)磁心的损耗可以通过厂家提供的在不同频率和磁通$)下的损耗曲线来%（"通常选用以下;种类型的磁心，即==@A1*2B>和带气隙的磁心。初选时，可通（图&’.（&’/来选定心在较低的直流磁场强度下就会饱和。磁场强度的最大值可以由以下公式计算得()$#C!（&’*情况下的两倍)是最大电流%;%)3的两倍.（&中!和$)来对磁心进行初选，使磁心损耗最小。下面将以@磁心为例进行分析见表&’&&&电流馈电电感可采用的各种==@*""G"H"*&$)()LG;，;%"&"C"C"C"C"%C%C"C#C(C7C/(CD/%#C#C7C"C7 第二章电子镇流!电感可以使用前面提到!种磁心材料中的任何一种来制作。总的磁心损耗显然第二章电子镇流!电感可以使用前面提到!种磁心材料中的任何一种来制作。总的磁心损耗显然对%&’+,-.的磁心进行同样的计算，参考厂家给出的在不同 和频率下的磁心（0/02（中的电感衰减/0#中的0电流馈电电感可采用的各种&’(+,-.磁/0#可以看价的&’+,-.磁心损耗大约是J)).%;EK得不可两者所需要的匝数相差并不是很大。与最早的两款%&+,-磁心相比，%&’+,-..E"—/21"E—/2具有较小的磁路和较多的匝数，并有较高的磁场强度尖峰，磁心最终的选择将取决于其性价比。J)).%;""!#（01"（尺寸较小，损耗也!&’+,-G—/（/则单个价格仅美分带气隙的铁氧体可能是最好的折中选择。对磁心的选取可先进行初略的估算，再通过两到小三次的反复计算来最终确定。选择过程的参考资料仅需要在不同气隙时产生直流磁偏的临界安匝数所对应#1特性曲线，可以参见相关节中的!0/（/0"）来计算所（!*7）的匝数。然后计算在预计的最大（16）下的最（更小&’)617"=#+!*$%*@A-，E0G1E"01"E0G/I#I1I/I1I2G到一个磁心的气隙或!!""#$不超过其临界饱和!到一个磁心的气隙或!!""#$不超过其临界饱和!$"磁心损出在不/&&从该表可以看出&3!3型壶型铁心。这是因为即使4&密耳的气隙需要&--匝线圈!E电流下的最大安匝数几乎正好在其临界点上。增加气隙有#$值小于临界值，但是会使匝数远远大于!)4匝，也就是说磁心绕线在适当的铜线使寸下无法满足对匝数的要求4-!5型壶型铁心可以在合理的气隙宽度下工作。如果选!!密耳的气>"+?>"#$BC8D>BC8D>4- 第二章电子镇流!!")*第二章电子镇流!!")*!’#匝下正常工!-#/（0）1/’2#$0!#（678+.6;>A’B磁心材料表/0(是’则C.6D*/&0/%#(&)3。如果觉得这个损耗过价格’&!$。0!GH>IJ6>K=D>ID&-/-!/-!-&-!&-!"!#$。以有效值为（等效直流电流大于计算所得的的%&&’&(*)+,圆密耳。因此具有)%")-+.&(!%.&!"!#$。以有效值为（等效直流电流大于计算所得的的%&&’&(*)+,圆密耳。因此具有)%")-+.&(!%.&+"/匝控制在"+1-%&234下交流—直流阻抗比等于+。)1!!&67那么变压器初级输入.!6。该变压器最好选用铁氧体磁心，其尺寸可从表+15形9:<磁心，但是它的设计缺少灵活性且损耗很大+1)5给出了正激变换器的磁心在给定最大=的最大功率为正激变换器的两倍表+15给出了)!234下在许多厂家都可以买到的尺寸符合国际标准的最小磁心拓扑中的最大输出功率为*6。如果最大磁通密度增大到)&&&，那么它就+(!初级的!可以由法拉第定律计算而得，即"*!CD$ED%’+&1D%D%（)1或!B#C)#C!&D%是半个周期的伏秒数，D$是这段时间内总的磁通变化量（在磁通量为&0