现代通信与雷达原理基础教程 课件 第5、6章 数字调制、雷达收发机及终端设备

5.1二进制数字调制与解调原理5.2二进制数字调制系统的抗噪声性能5.3二进制数字调制系统的性能比较5.4现代数字调制方式第5章

数字调制与传输主要内容基本的数字调制方式：振幅键控移频键控移相键控数字调制系统的基本结构

5.1二进制数字调制与解调原理5.1.1二进制振幅键控（2ASK）

0≤t≤Ts其他

设发送的二进制符号序列αn由0、1序列组成，发送0的概率为P，发送1的概率为1-P，且相互独立，该二进制符号序列可表示为振幅键控是正弦载波的幅度随数字基带信号而变化的数字调制，当数字基带信号为二进制时，则为二进制振幅键控。2ASK基本概念2ASK信号又称为通断键控信号（OOK信号）图5.1.1二进制振幅键控信号时间波型图5.1.2二进制振幅键控信号调制器原理框图2ASK产生方法模拟相乘法数字键控法相干解调/同步检测法非相干解调/包络检波法2ASK解调方法非相干解调/包络检波法5.1.2二进制移频键控（2FSK）

发送概率为P

发送概率为1-P

发送概率为1-P

发送概率为P

2FSK基本概念

若二进制基带信号的1符号对应于载波频率f1，0符号对应于载波频率f2，则二进制移频键控信号时域表达式为

在二进制数字调制中，若正弦载波的频率随二进制基带信号在f1和f2两个频率点间变化，则产生二进制移频键控信号.图5.1.6二进制移频键控信号的时间波形ASKASK

二进制移频键控信号的产生图5.1.7数字键控法实现二进制移频键控信号的原理图图5.1.8二进制移频键控信号解调器原理图二进制移频键控信号的解调方法非相干解调相干解调图5.1.92FSK非相干解调过程的时间波形S1S2S1S2判决规则S1>S2:“1”S1<S2:“0”ω1:1;ω2:0调制规则5.1.3二进制移相键控（2PSK）

1,发送概率为P

-1,发送概率为1-P

2PSK基本概念二进制移相键控信号的时域表达式为

在二进制数字调制中，当正弦载波的相位随二进制数字基带信号离散变化时，则产生二进制移相键控(2PSK)信号.

若g(t)是脉宽为Ts,高度为1的矩形脉冲时，则有

cosωct,发送概率为P

-cosωct,发送概率为1-P若用φn表示第n个符号的绝对相位，则有

发送1符号 发送0符号二进制绝对移相2PSK的调制方法图5.1.132PSK信号的调制原理图模拟调制法数字键控法图5.1.152PSK信号相干解调存在问题：解决方法：“倒π”“2DPSK”相位模糊1115.1.4二进制差分相位键控（2DPSK）2DPSK基本概念表示数字信息“0”

表示数字信息“1”二进制数字信息：

2DPSK信号相位：0(参)

或 π(参)假设前后相邻码元的载波相位差为Δφ

2DPSK方式是用前后相邻码元的载波相对相位变化来表示数字信息。1101001110

π00

π

π

π0

π000

ππ

0

0

0π

0ππ图5.1.172DPSK信号调制过程波形图图5.1.182DPSK调制原理2DPSK信号的实现方法首先对二进制数字基带信号进行差分编码，将绝对码表示二进制信息变换为用相对码表示二进制信息，然后再进行绝对调相，从而产生二进制差分相位键控信号。图5.1.192DPSK信号相干解调器原理图和解调过程各点时间波形2DPSK信号相干解调(极性比较法)相位模糊11绝对码相对码1图5.1.202DPSK信号差分相干解调器原理图和解调过程各点时间波形2DPSK信号差分相干解调(相位比较法)相乘器：相位比较作用相乘结果：前后码元相位差2ASK2FSK2PSK2DPSK对比掌握波形表达式调制器解调器5.1.5二进制数字调制信号的功率谱密度分析目的分析方法Bfc借助基带信号的功率谱&e2FSK(t)=s1(t)cosω1t+s2(t)cosω2te2ASK(t)=s(t)cosωcte2PSK(t)=s(t)cosωct1.2ASK信号的功率谱密度e2ASK(t)=s(t)cosωct单极性不归零码频谱线性搬移图5.1.212ASK信号的功率谱密度示意图

2ASK信号带宽是基带信号带宽的2倍；B2ASK=2fs=2B2ASK信号传输带宽是码元速率的2倍；RB=1/Ts=fs有载波分量（离散谱）。谱零点带宽：

2.2FSK信号的功率谱密度e2FSK(t)=s1(t)cosω1t+s2(t)cosω2t图5.1.22相位不连续2FSK信号的功率谱示意图B2FSK=|f2-f1|+2fs(7.1-19)形式:双峰：|f2-f1|>2fs单峰：|f2-f1|<fs

3.2PSK及2DPSK信号的功率谱密度

e2ASK(t)=s(t)cosωct双极性不归零码图5.1.232PSK(2DPSK)信号的功率谱密度与2ASK相似B2PSK=2fs区别是P=1/2时

无载波分量5.2二进制数字调制系统的抗噪声性能性能指标：系统的误码率Pe;分析方法：借用数字基带系统的方法和结论；分析条件：恒参信道（理想矩形传输特性，K）；信道噪声是加性高斯白噪声；背景知识：窄带噪声；正弦波+窄带噪声；5.2.1二进制振幅键控(2ASK)系统的抗噪声性能

1.同步检测法的系统性能发送“1”符号发送“0”符号图5.2.1

2ASK信号同步检测法的系统性能分析模型0＜t＜Ts发送其他ui(t)+ni(t),发送“1”符号ni(t),发送“0”符号yi(t)=(7.2-3)(7.2-4)0＜t＜Ts其他0＜t＜Ts其他发送“1”符号发送“0”符号(7.2-5)发送“1”

发送“0”发送“1”符号发送“0”符号(7.2-9)发送“1”符号发送“0”符号(7.2-10)抽样发送“1”和“0”时符号的抽样值一维概率密度函数为图5.2.2抽样值x的一维概率密度函数高斯过程（0，σn

*σn）设抽样判决器判决门限为b抽样值x＞b时判为“1”抽样值x<b时判为“0”错误接收概率系统总的误码率b*最佳判决门限最佳判决门限通过求误码率Pe关于判决门限b的最小值方法 当发送的二进制符号“1”和“0”等概出现时，最佳判决门限信噪比当r>>1，即大信噪比时与单极性基带信号+高斯噪声表达式对比（P114）发送“1”符号发送“0”符号

2.包络检波法的系统性能在kTs抽样值发送“1”符号发送“0”符号V=设判决门限b，抽样值V（包络）系统的总误码率Pe为MarcumQ函数最佳判决门限b*为最佳归一化判决门限b*0为(7.2-35)(7.2-36)

在大信噪比(r>>1)下在小信噪比(r<<1)下最佳判决门限b*为最佳归一化判决门限b*0为最佳判决门限b*实际系统总是工作在大信噪比的情况下当r→∞式，上式的下界为对比b*0=r>>1相干解调当r相同时，Pe相干<Pe包络；当r>>1时，两者相差不大。包络检波法存在门限效应，同步检测法无门限效应。

[例5.2.1]

设某2ASK系统中RB=9600波特，1、0等概率，接收端输入信号幅度a=1mV，信道等效加性高斯白噪声的双边功率谱密度n0/2=4×10-13W/Hz。试求:(1)同步检测法解调时系统总的误码率；

(2)包络检波法解调时系统总的误码率。解

接收机带宽B=2RB=2×9600=19200Hz信噪比为σ2n=（n0/2）×2B=4×10-13×2×19200=1.536×10-8W带通滤波器输出噪声平均功率为（1）相干解调时，因为信噪比r≈32.55>>1，所以系统总的误码率为(2)包络检波法解调时系统总的误码率为相干解调误码率更低，性能更好；因为r>>1，性能差别不大5.2.2二进制移频键控(2FSK)系统的抗噪声性能

发送“1”符号发送“0”符号

1.同步检测法发送“1”符号发送“0”符号发送“1”符号发送“0”符号发送“1”符号发送“0”符号x1(t)=a+n1c(t)x2(t)=n2c(t)发送“1”

在大信噪比条件下，即r>>1时(7.2-56)2FSK信号采用同步检测时系统总误码率Pex1>x2判“1”x1≤x2判“0”判决条件

2.包络检波法的系统性能

判决条件V1(t)的抽样值V1大于V2(t)的抽样值V2时,判“1”V1(t)的抽样值V1小于V2(t)的抽样值V2时,判“0”P(0/1)=P(V1≤V2)=对比令t=P(0/1)同理可得P(1/0)=P(V1＞V2)=e-r/2

2FSK信号包络检波法解调时系统总的误码率Pe为

Pe=P(1)P(0/1)+P(0)P(1/0)=e-r/2(7.2-64)同步检测法【补充实例】若2FSK方式在等效带宽2400Hz的信道上传送二进制数字信息。f1=980Hz，f2=1580Hz，RB=300波特，接收端输入（信道输出端）的信噪比为6dB。试求：(1)2FSK信号的带宽；（2）包络检波时的误码率；（3）同步检测时系统的误码率解(1)：B=f2-f1+2*fB=1200Hz(2)：BPF带宽：B=2*RB=600Hz,它为等效带宽=1/4，故噪声功率减少了4倍，滤波器的输出信噪比输入信噪比提升了4倍；已知输入信噪比为6dB,则r=4*4=16;于是包络检波的Pe=1.7e-42ASK的信噪比(3)同步检波的Pe=3.39e-55.2.3

2PSK和2DPSK系统的抗噪声性能

1.2PSK相干解调系统性能发送“1”符号发送“0”符号2PSK系统的总误码率Pe为r>>1双极性基带传输系统类似发送“1”符号发送“0”符号

2.2DPSK信号相干解调加码反变换器

r>>1相对码序列，由2PSK误码概率公式来确定绝对码序列，在2PSK基础上加上码反变换器对误码率影响即可。码反变换器对误码的影响假设每个码出错概率相等且统计独立，Pe′为码反变换器输出端绝对码序列的误码率，由以上分析可得P1=(1-Pe)Pe(1-Pe)=(1-Pe)2Pe

P2=(1-Pe)P2e(1-Pe)=(1-Pe)2P2e

Pn=(1-Pe)Pne(1-Pe)=(1-Pe)2Pne

…可得:

Pe′=2(1-Pe)Pe

2DPSK信号采用相干解调加码反变换器方式解调时的系统误码率为

当相对码的误码率Pe<<1时，可近似表示为

码反变换器输出端绝对码序列的误码率是码反变换器输入端相对码序列误码率的两倍。可见，码反变换器的影响是使输出误码率增大。

3.2DPSK信号差分相干解调系统性能若x＞0，则判决为“1”符号——正确判决若x＜0，则判决为“0”符号——错误判决令x1=a+n1c,x2=a+n2c,y1=a+n1s,y2=a+n2s

则式(7.2-75)可转换为若判为“0”符号,则有令R1＜R2

此时，将“1”符号判为“0”符号的错误概率可表示为P(0/1)=P｛x＜0｝=P｛R1＜R2｝R1服从广义瑞利分布，R2服从瑞利分布，其概率密度函数为可求得

例5.2.2若采用2DPSK方式传送二进制数字信息，已知发送端发出的信号振幅为5V，输入接收端解调器的高斯噪声功率σ2n=3×10-12W，今要求误码率Pe=10-5。试求：

(1)采用差分相干接收时，由发送端到解调器输入端的衰减为多少？

(2)采用相干解调—码反变换接收时，由发送端到解调器输入端的衰减为多少？可得又因为解

(1)2DPSK方式传输，采用差分相干接收，其误码率为可得振幅衰减分贝数为

（2）采用相干解调—码反变换接收时误码率为可得衰减分贝数为5.3二进制数字调制系统的性能比较1.误码率

调制方式误码率相干调节非相干调节2ASK2FSK2PSK/2DPSKr2ASK=2r2FSK=4r2PSK误码率相同下的所需信噪比(r2ASK)dB=3dB+(r2FSK)dB=6dB+(r2PSK)dBPe（2PSK）<Pe（2FSK）Pe（2FSK）<Pe（2ASK）若信噪比r一定时方式Pe=10-5时所需信噪比倍分贝2ASK36.415.62FSK18.212.62PSK9.19.6方式r=10

时误码率相干解调非相干解调2ASK1.26×10-24.1×10-2

2FSK7.9×10-4

3.37×10-32PSK3.9×10-62.27×10-5

2.频带宽度

2FSK2ASK/2PSK(2DPSK)

3.对信道特性变化的敏感性2FSK系统:不需要人为地设置判决门限,不敏感;2PSK系统:判决器的最佳判决门限为零，输入信号无关;2ASK系统:判决器的最佳判决门限为a/2，敏感5.4.1正交振幅调制(QAM)正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输正交振幅调制信号An是基带信号幅度g(t-nTs)是宽度为Ts的单个基带信号波形5.4现代数字调制方式MQAM调制原理令QAM中的振幅Xn和Yn可以表示为A是固定振幅cn、dn由输入数据确定，决定了QAM空间中坐标点信号矢量端点的分布图成为星座图：信号点的分布成星型，故称为星型16QAM星座信号点的分布成方型，故称为方型16QAM星座图5.4.216QAM的星座图若信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为对于方型16QAM，信号平均功率为对于星型16QAM，信号平均功率为当M=4时，d4PSK=d4QAM当M=16时，d16QAM=0.47d16PSK=0.3916QAM系统的抗干扰能力优于16PSKM=4,16,32,…,256时若已调信号的最大幅度为1MQAM解调原理MQAM信号同样可以采用正交相干解调方法M进制方型QAM的误码率曲线对于方型QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多电平ASK信号叠加而成，M进制QAM的误码率为：

5.4.2

OFDM调制并行体制：多载波传输系统原理图将高速率的信息数据流经串/并变换，分割为若干路低速率并行数据流，然后每路低速率数据采用一个独立的载波调制并叠加在一起构成发送信号，这种系统也称为多载波传输系统OFDM基本原理

基本原理：是将发送的数据流分散到许多个子载波上，使各子载波的信号速率大为降低，从而能够提高抗多径和抗衰落的能力OFDM信号可以用复数形式表示为ωm=ωc+mΔω第m个子载波角频率dm(t)为第m个子载波上的复数信号dm(t)在一个符号期间Ts上为常数，则有若对信号sOFDM(t)进行采样，采样间隔为T，则有若假设一个符号周期Ts内含有N个采样值，即Ts=NTOFDM信号的产生是首先在基带实现，然后通过上变频产生输出信号。因此，基带处理时可令ωc=0，则若将dm(t)看作频率采样信号，则sOFDM(kT)为对应的时域信号若令△f=1/NT=1/Ts,两个式子相等离散傅立叶反变换(IDFT)OFDM信号频谱结构因此选择载波频率间隔△f=1/Ts时，则OFDM信号不但保持各子载波相互正交，而且可以用离散傅立叶变换(DFT)来表示；在OFDM系统中引入DFT技术对并行数据进行调制和解调，其子带频谱时sinx/x函数；FDM信号是通过基带处理来实现的，不需要振荡器组，从而大大降低了OFDM系统实现的复杂性。OFDM系统性能优点：抗脉冲干扰

OFDM信号的解调是在一个很长的符号周期内记分，使得脉冲噪声影响分散，引起错误的脉冲噪声门限电平比单载波高11dB。抗多径传播与衰落OFDM系统把信息分散到多个载波上，大大降低了各个载波的信号速率，使得符号周期比多径延迟长，从而减小多径传播影响。频谱利用率高采用MQAM调制方式时，OFDM系统的频谱利用率比串行系统提高近一倍。

第6章雷达收发机及终端设备

6.1发射机的任务和基本组成

6.2发射机的主要技术指标

6.3发射机的主要部件及应用

6.4固态发射机6.5接收机的组成及主要技术指标6.6接收机的噪声与灵敏度6.7接收机的高频部分6.9接收机的动态范围和增益控制6.10雷达终端主要内容脉冲雷达基本组成雷达是利用物体反射电磁波的特性来发现目标并确定目标的距离、方位、高度和速度等参数的因此,雷达工作时要求发射一种特定的大功率无线电信号，这一功能由雷达发射机完成6.1

雷达发射机的任务和基本组成任务：产生大功率的特定调制的电磁信号振幅调制频率调制相位调制连续波；脉冲（脉宽，重复频率）固定频率、频率分集、频率编码、LFM、频率捷变随机相位、相位相参、相位编码组成单级振荡式主振放大式大功率电磁振荡产生与调制在一个器件中同时完成先产生小功率的CW振荡，再分多级调制和放大特定调制：单级振荡式发射机原理框图优点简单，廉价，轻便、高效在触发脉冲信号激励下产生脉宽为τ的视频脉冲信号产生大功率射频信号难以产生复杂调制，频率稳定性差缺点图2-1单级振荡式发射机的组成主振放大式发射机原理框图主控振荡器，在脉冲调制下形成输出脉冲射频功放链提供不同时间，不同宽度的触发脉冲信号微波源脉冲到达后很短时间处于放大状态；微波脉冲结束后退出放大状态。产生大功率的脉冲射频信号系统复杂，效率低优点缺点调制准确，能适应多种复杂调制图2-2主振放大式发射机的组成6.2

雷达发射机的主要质量指标输出功率总效率信号形式信号的稳定度和频谱纯度输出信号频率雷达的用途送至天线输入端的功率雷达的威力及抗干扰能力发射机输出功率与其输入总功率之比信号调制形式雷达的体制信号的各项参数工作频率1、工作频率1G以下：微波三极管，微波四极管，晶体管。1G以上：磁控管，行波管，速调管，晶体管。频率越高，功率越低频率越高，大气衰减越大频率越低，发射管尺寸越大，重量越重工作频率雷达的用途雷达的尺寸发射功率天线波束宽度大气衰减反隐身、抗干扰频率越高，相同角分辨力天线尺寸越小发射管的选择2、输出功率雷达最大测量距离输出信号功率平均功率Pav峰值功率Pt输出功率的两种描述方式发射能量占空比思考：雷达作用距离与发射功率的关系常规的脉冲雷达工作比的典型值为D=0.001,但脉冲多卜勒雷达的工作比可达10-2数量级,甚至达10-1数量级。显然,连续波雷达的D=13、总效率发射机输出功率与其输入功率之比输入发射机的总平均功率PS峰值功率Pt平均功率Pav输入功率输出功率总效率4、信号形式信号调制形式雷达的体制思考：雷达作用距离与发射信号形式的关系

Pt峰值功率

图2.5三种典型的雷达信号形式和调制波形(a)简单固定载频矩形脉冲调制波形(b)脉冲压缩雷达线性调频信号(c)相位编码脉冲压缩雷达相位编码信

号(图示为5位巴克码信号)表2.1雷达的常用信号形式5、信号的稳定度和频谱纯度离散型的寄生谱电源滤波不良、机械震动分布型的寄生谱发射管的噪声和调制脉冲的随机起伏所引起信号的稳定度：信号的各项参数，如信号的振幅、频率、相位、脉冲宽度和脉冲重复频率等是否会随时间出现不应有的变化。信号的频谱纯度：信号稳定度在频域中的表示，即雷达信号在应有的信号频谱之外的寄生输出。规律性的不稳定随机性的不稳定雷达信号的任何不稳定都会给雷达整机性能带来不利的影响例如：对动目标显示雷达,它会造成不应有的系统对消剩余

在脉冲压缩系统中会造成目标的距离旁瓣

在脉冲多卜勒系统中会造成假目标等

信号参数的不稳定可分为规律性的与随机性的两类图2.8矩形射频脉冲列的理想

频谱

（近端）图2.9实际发射信号的频谱（远端）6.3发射机的主要部件及应用1、单级振荡式发射机特点：效率较高，只适用于调幅，频率稳定度差，相位噪声很大，系统组成简单，价格低廉，广泛用于非相干信号处理雷达，目前已经很少使用m波：超短波三极管dm波：微波三极管，磁控管cm波：多腔磁控管（分频，倍频，混频）振荡器的选择预调器的设计可由真空电子管加脉冲变压器组成刚性开关调制器：由外加脉冲控制开关导通/截至的调制器软性开关调制器：由外加触发脉冲控制开关导通，开关自

行截至的调制器调制器的选择给发射机的射频各级提供合适的脉冲单级振荡式发射机各级波形单级振荡式发射机2、主振放大式发射机适用于对频率稳定度要求很高的场合特点及应用：具有很高的频率稳定度可发射相位相参信号适用于频率捷变雷达可产生复杂波形，广泛用于相干信号处理雷达缺点：效率较低，系统组成复杂，成本较高，相位相参性两个信号的相位间存在确定关系全相参系统发射相位相参信号发射信号、本振信号、相参振荡电压和定时器的触发脉冲均由同一基准信号提供，因而上述信号间保持相位相参性。采用频率合成技术的主振放大式发射机适用于频率捷变雷达载频：思考：频率捷变的优势何在？数字波形产生技术容易实现多波形可产生复杂波形fc=MF能产生复杂波形的主振放大式发射机固体微波源用以取代简单一级振荡器，将一个较复杂的系统加以集成，使之能产生频率稳定的射频信号。射频放大链设计质量与射频放大管的选择紧密相关。1GHz以上，常选用直线电子注微波管（O型管）和正交场型微波管（M型管）。射频放大管的选择通常由雷达工作频率决定。1GHz以下，常选用微波三、四极管（栅控管）。基准振荡器：恒温或温补晶振，一般相位噪声为130dBc@1KHz射频振荡器：晶振倍频，利用非线性电路与选频网络，变频快/相噪低/杂散低

锁相倍频,

利用锁相环，变频慢/相噪较低/杂散较好激励放大常用固态放大器，末级放大常用行波管，速调管放大器等：6.4

固态发射机1、固态发射机的特点多个微波功率器件、低噪声接收器件组合成固态发射模块；由几十个甚至几千个固态发射模块组成固态发射机。不预热，寿命长高可靠性设备体积小，重量轻工作频带宽，效率高系统设计，运用灵活维护方便，成本较低适用范围高工作比的雷达和连续波雷达系统典型应用与特性可满足多种雷达应用，集中合成式、分布式应用于雷达系统中的各种固态发射机的特性2、固态高功率放大器模块固态高功率放大器模块并行组合多个大功率微波晶体管的输出功率大功率微波晶体管2G以下：硅双级晶体管，功率和增益较低2G以上：GaAsFET（砷化镓场效应管）在8~10GHz频率上可达20W,而在12GHz以上时只有几瓦集中合成空间合成主要用于相控阵雷达可用于中小功率的雷达发射机辐射源输出功率效率高，决定于n和最后一级功率；发射不集中。由于微波功率合成网络的插入损耗将固态收发模块中的有源器件和无源器件集成在一起，系统有损耗。固态功率放大器输出功率组合方式空间合成方式;

(b)集中合成输出结构;

(c)集中合成输出结构的固态高效模块3、微波单片集成收发模块（MMIC）有源器件：线性放大器，低噪声放大器，

饱和放大器，有源开关无源器件：R、L、C、D、LineGaAs基片固态发射机的应用相控阵雷达全固态化高可靠性雷达连续波体制对空监视系统微波单片集成电路将固态收发模块中的有源器件(线性放大器、低噪声放大器、饱和放大器或有源开关等)和无源器件(电阻、电容、电感、二极管和传输线等)制作在同一块砷化镓(GaAs)基片上,从而大大提高了固态收发模块的技术性能,使成品的一致性好,尺寸小,重量轻。用于相控阵雷达的单片集成收发模块组成框图

微波单片集成收发模块的主要优点如下:(1)成本低。因为由有源和无源器件构成的高集成度和多功能电路是用批量生产工艺制作在相同的基片上的,它不需要常规的电路焊接装配,所以成本低廉。

(2)高可靠性。用先进的集成电路工艺和优化的微波网络技术,没有常规分离元件电路的硬线连接和元件组装过程,因此单片集成收发模块的可靠性大大提高。(3)电路性能一致性好、成品率高。单片集成收发模块是在相同的基片上批量生产制作的,电路性能的一致性很好,成品率高,在使用维护中的替换性也很好。

(4)尺寸小、重量轻。有源和无源器件制作在同一块砷化镓基片上,电路的集成度很高,它的尺寸和重量与常规的分离元件制作的收发模块相比越来越小。单基地脉冲雷达基本组成通过适当的滤波将天线上接收到的微弱高频信号从噪声和干扰中选择出来，并经放大和检波后，送至显示器、信号处理器或由计算机控制的雷达终端设备中。6.5接收机的组成及主要技术指标高频部分视频部分6.5.1超外差接收机的组成超外差接收机的组成接收机保护器低噪高放混频器中放检波器视放本振高频输入至终端发射机工作时，使接收机输入端短路，并对大信号限幅保护提高灵敏度，降低接收机噪声系数、热噪声增益保证本振频率与发射频率差频为中频，实现变频至质量指标部分超外差技术选频滤波混频器本振滤波

解调滤波无线电波解调输出fLfIFfRF如上图所示，当接收的电波频率fRF变化时，本振频率fL和选频滤波器的中心频率f0=fRF能够同步改变，从而使输出的fIF固定不变，这种技术称为外差技术，当fIF低于fRF而高于信号带宽B时就称为超外差技术。超外差技术具有灵敏度高、选择性好、工作稳定、中频部分可标准化等优点。超外差式雷达接收机的一般方框图AFC6.5.2超外差接收机的主要质量指标1.灵敏度和噪声系数2.工作频带宽度3.动态范围和增益4.中频的选择与滤波特性5.工作稳定度和频谱纯度6.抗干扰能力7.微电子化和模块化结构1.灵敏度：Simin给定虚警概率

Pfa

，达到指定检测概率Pd

时输入端的信号功率即最小可检测电平（接收微弱信号的能力）最小可检测电平与接收机内部噪声有关，接收机内部噪声用噪声系数F来衡量：（F≥1）

或（F≥0dB）接收机灵敏度与噪声系数的关系为M为识别系数，即保证系统正常工作的最低信噪比。对超外差接收机

Simin＝-120～-140dBw

Gp

=120~160dB

主要由中频完成2.工作频带宽度指瞬时工作频率范围，频率捷变雷达要求的接收机工作频带宽度为10～20%。3.动态范围和增益接收机能够正常工作所允许的输入信号强度的变化范围，过载时的Si/Simin=80~120dB增益应保证最弱信号能被放大到额定输出幅度，而对强信号应降低增益，这由AGC来保证。4.中频的选择与滤波特性中频通常选择30MHz～500MHz。中频的选择还应考虑抑制镜频的效果。减少接收机噪声和干扰的关键是中频的滤波特性。5.工作稳定性和频率稳定度指当环境变化时，接收机性能参数受到影响的程度。现代雷达对回波的相参处理要求系统采用频率稳定度、相位稳定度较高的本振，即“稳定本振”。6.抗干扰能力干扰源：杂波干扰（MTI，MTD）、有源干扰、假目标干扰，系统应有各种抗干扰措施7.微电子化和模块化结构MMIC微波单片集成电路IMIC中频单片集成电路ASIC专用集成电路6.6

接收机的噪声和灵敏度噪声来源：内部噪声、外部噪声6.6.1接收机的噪声接收机中的馈线、放电保护器、高频放大器或混频器产生由天线进入接收机的各种干扰和天线热噪声电阻热噪声的谱性质电阻热噪声在无线电频率范围内为白噪声噪声电压均方值测试设备的通带波尔兹曼常量功率谱密度常数额定噪声功率网络匹配时，内噪声在负载上所形成的功率为无源二端网络输出的额定噪声功率只与其温度T和通带Bn有关噪声带宽等效噪声功率谱宽度在雷达接收机中，谐振电路级数较多时，Bn常用3dB信号带宽B近似。P79，表3.1物理意义：将色噪声用功率相等的带限白噪声来等效色噪声功率谱密度滤波器幅频响应功率谱均匀的白噪声通过具有频率选择性的接收线性系统后，输出功率谱不再均匀。噪声系数

6.6.2噪声系数和噪声温度即，输入噪声Ni以天线等效电阻

RA在室温T0=290K时产生的热噪声为标准接收机输入端信噪比与输出端信噪比之比式中No=GaNi+∆NF≥1接收机引入噪声对数形式接收机噪声系数说明框图So=GaSi噪声系数的物理意义噪声系数表示由于接收机内部噪声的影响，使接收机输出端的信噪比相对其输入端的信噪比变差的倍数。其中，NiGa是输入端噪声通过“理想接收机”后，在输出端呈现的额定噪声功率。噪声系数只由接收机本身参数确定噪声温度实际噪声温度即，将接收机内部噪声折合成加在输入端的等效噪声令物理意义：将接收机内部噪声看成是“理想接收机”的天线电阻Ra在温度Te时所产生的。6.6.3级联电路的噪声系数整个电路的噪声系数为：结论：要Fo减小，需Fi减小，Gi增大，Gi影响最大，Fo取决于最前几级，所以要采用低噪声高放。6.6.4接收机灵敏度识别系数当接收机输出信号的信噪比达到M时，才能检测出信号。灵敏度Simin即令接收机输出信噪比达到M的输入信号功率。室温下：

6.7接收机的高频部分返回框图（1）T/R及保护器：发射机工作时，使接收机输入端短路，并对大信号限幅保护。（2）低噪声高放（包括滤波器）：提高灵敏度，降低接收机噪声系数，热噪声增益。（3）Mixer：将接收高频信号降低为中频。本振（LO）和自动频率控制（AFC）：保证本振频率稳定并跟踪发射频率使二者频差为中频。

相参雷达中还要求本振与发射频率相位相关。灵敏度时间控制（STC）和AGC抗过载、扩展动态范围、保持接收机增益稳定STC也称为近程增益控制（随作用距离减小而降低接收机灵敏度）STC分为RFSTC和IFSTC视频部分：（1）检波：包络检波同步（频）检波（正交两路）相位检波（2）视频放大线性放大，对数放大，动态范围中频放大及AGC：（1）匹配滤波（2）高增益（保证系统增益）（3）自动增益控制（AGC）（4）中频处理方式多种多样6.9接收机动态范围和增益控制6.9.1动态范围定义：，为接收机工作时的最大（饱和）可输入信号功率。工作动态范围：不限制时间和接收机状态调整瞬时动态范围：同一时刻和同一状态下的动态范围的需求因素：目标距离远近，RCS大小和起伏，信号处理的合适范围6.9.2增益控制

主要指标：控制范围，响应时间，控制特性曲线

1、自动增益控制（AGC）

特点：控制范围大（80

100dB），响应时间长（接近秒级），普遍

用于雷达的自动跟踪系统

中放包络检波视放峰值检波低通滤波波门选通AGC专用距离波门至雷达信号处理

2、瞬时自动增益控制（IAGC）

特点：控制范围较小（20

40dB），响应时间短（5

20

），用于抑制长时间强干扰，使接收机在强干扰结束后迅速恢复

3、近程增益控制（STC） 根据回波信号的迟延时间（距离），控制接收机增益中放瞬时包络检波器视放短时常数积分器IAGC部分至雷达接收机例如：R0=10km，G0=30dB，k=30dB

当R=20km时的增益为39dB

4、人工增益控制（MGC）

特点：控制范围较大（4080dB），通常人工进行AGC/MGC选择，少数只控视放，用于在复杂背景（干扰/多目标等）下辅助人工检测和参数测量

中放检波器视放MGC电压中频信号输入选择开关合成MGCAGC中频信号输出STC

IAGC概述雷达终端及显示器的功能和要求与具体应用场合有关：常规警戒和引导雷达的终端：发现和测定目标坐标现代预警和跟踪雷达的终端：搜索状态截获目标、跟踪状

态监视目标、监视雷达工作状态指挥控制系统：综合显示和指挥控制显示雷达终端的基本功能包括：

目标数据录取、目标数据处理、目标状态显示

显示器用来显示雷达所获得的目标信息和情报，显示的内容包括目标的位置及其运动情况，目标的各种特性参数等6.10雷达终端主要类型雷达终端显示器根据完成的任务可分为:距离显示器平面显示器高度显示器情况显示器和综合显示器光栅扫描显示器6.10.1雷达显示器的主要类型及质量标准1、距离显示器

一维显示器：用光点在荧光屏上偏转的振幅来表示目标回波的大小,所以又称为偏转调制显示器主波回波A型显示器（直线扫描）J型显示器（圆周扫描）主波回波主波回波A/R型显示器（双踪）提高测距精度距离