高频电子电路CAI课件

LC阻抗变换网络

BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2RL1CRSiSL2RpCRSiSRLN1N2M+u1-+u2-C二变压器阻抗变换电路RL'

假设初级电感线圈的圈数为N1，次级圈数为N2，且初次间全耦合(k=1)，线圈损耗忽略不计，则等效到初级回路的电阻RL'上所消耗的功率应和次级负载RL上所消耗功率相等，即

或变压器初次级电压比u1／u2等于相应圈数比N1／N2，故有

可通过改变比值调整RL'的大小。三回路抽头的阻抗变换L2L1CL2L1CRLC2C1LLC2C1RL三回路抽头的阻抗变换iSRSL1C2C1RLiSRSL2L1C2C1RLabbacdcdL2LCRL'RS'iS'LCRL'RS'iS'ababiSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab三回路抽头的阻抗变换

+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbd4接入系数（抽头系数）

iLiSiCiR返回继续iL>>iS；iC>>iR1

LC选频网络

返回1.1LC选频网络返回1.1.1选频网络的基本特性返回

要求选频电路的通频带宽度与传输信号有效频谱宽度相一致。理想的选频电路通频带内的幅频特性fof1f22Δf0.72Δf0.1理想实际α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20通频带外的幅频特性应满足

理想的幅频特性应是矩形，既是一个关于频率的矩形窗函数。

矩形窗函数的选频电路是一个物理不可实现的系统，实际选频电路的幅频特性只能是接近矩形定义矩形系数K0.1表示选择性：2Δf0.7称为通频带：显然，理想选频电路的矩形系数K0.1=1，而实际选频电路的矩形系数均大于1。1.1.1选频网络的基本特性返回

另外，为不引入信号的相位失真，要求在通频带范围内选频电路的相频特性应满足

即理想条件下信号有效频带宽度内的各频率分量都延迟一个相同时间τ，这样才能保证输出信号中各频率分量之间的相对关系与输入信号完全相同。φo+π/2φ(f)f-π/20-φofof1f22Δf0．7理想实际

实际选频回路的相频特性曲线并不是一条直线，所以回路的电流或端电压对各个频率分量所产生的相移不成线性关系，这就不可避免地会产生相位失真，使选频回路输出信号的包络波形产生变化RpLCRSiSRLCRSiS1.1.2LC选频回路返回RLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC选频回路返回ZPRLCRSuSZSRLCRSuSRLCRSiS1.1.2LC选频回路返回RpLCRSiSRLCRSuSRpLCRSiS1.1.2LC选频回路+ui-ii返回RLCRSuSRLCRSiS返回RLCRSuSRLCRSiS返回电感性电容性电容性电感性返回RpR仿真2仿真1返回继续Q2>Q1Q11OQ2或OQ1Q2或同样定义并联（串联）谐振回路端电压（电流）的相位为1.1.2LC选频回路返回仿真RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-1.1.2LC选频回路11返回1.1.2LC选频回路继续返回仿真RpLCRSiSRLRLCRSuSRL

反馈控制电路

继续返回

休息1休息2

7.1概述

为了提高通信和电子系统的性能指标，或者实现某些特定的要求，必须采用自动控制方式。由此，各种类型的反馈控制电路便应运而生了。

反馈控制电路可分为三类

继续自动增益控制(AutomaticGainControl，简称AGC)自动频率控制(AutomaticFrequencyControl，简称AFC)自动相位控制(AutomatiePhaseControl，简称APC)

自动相位控制电路又称为锁相环路(PhaseLockedLoop，简称PLL)，是应用最广的一种反馈控制电路。

返回7.2反馈控制电路的基本原理与分析方法

在反馈控制电路里，比较器、控制信号发生器、可控器件、反馈网络四部分构成了一个负反馈闭合环路。比较器

控制信号发生器

可控器件反馈网络参考信号

xr(t)反馈信号

xf(t)误差信号

xe(t)控制信号

xc(t)输出信号

xy(t)输入信号

xi(t)根据参考信号的不同情况，反馈控制电路的工作情况有两种。

(1)参考信号xr(t)不变，恒定为xro(2)参考信号xr(t)变化返回7.2.2数学模型

将反馈控制电路近似作为一个线性系统分析。由于直接采用时域分析法比较复杂，所以采用复频域分析法，根据反馈控制电路的组成方框图，可画出用拉氏变换表示的数学模型图中Xr(s)，Xe(s)，Xc(s)，Xi(s)，Xy(s)和Xf(s)分别是，xr(t)，xe(t)，xc(t)，xi(t)，xy(t)和xf(t)的拉氏变换。

比较器输出的误差信号xe(t)通常与xr(t)和xf(t)的差值成正比，设比例系数为kp，则有

xe(t)=kp[xr(t)-xf(t)]比较器

控制信号发生器可控器件反馈网络参考信号

Xr(s)反馈信号

Xf(s)误差信号

Xe(s)控制信号

Xc(s)输出信号

Xy(s)输入信号

Xi(s)kpH1(s)kcH2(s)写成拉氏变换式，有Xe(s)=kp[Xr(s)-Xf(s)]可控器件作为线性器件，有xy(t)=kc

xc(t)kc是比例系数。写成拉氏变换式，有Xy(s)=kc

Xc(s)

实际电路中一般都包括滤波器，其位置可归纳在控制信号发生器或反馈网络中，所以将这两个环节看作线性网络。其传递函数分别为

闭环传递函数

误差传递函数

7.3自动增益控制电路

自动增益控制(AGC)电路是某些电子设备特别是接收设备的重要辅助电路之一，其主要作用是使设备的输出电平保持为一定的数值。因此也称自动电平控制(ALC)电路。

7.3.1AGC电路的工作原理

1.电路组成框图

输入电压

Ui比较器

控制信号发生器

可控增益放大器低通滤波参考电压

Ur反馈电压

Uf误差电压

ue控制电压

uc输出电压

Uykpk1Ag电平检测直流放大k2k3

设输入信号振幅为Ui，输出信号振幅为Uy，可控增益放大器增益为Ag(uc)，是控制信号uc的函数，则有

Uy=Ag(uc)Ui

返回7.4自动频率控制(AFC)电路

AFC电路也是一种反馈控制电路。它与AGC电路的区别在于控制对象不同，AGC电路的控制对象是信号的电平，而AFC电路的控制对象则是信号的频率。其主要作用是自动控制振荡器的振荡频率。

7.4.1AFC电路的组成和基本特性

1.AFC电路的组成

(1)频率比较器

频率比较器滤波器可控频率电路kpkcH(s)ωrωyωyueucUc(s)Ue(s)Ωr(s)Ωy(s)

频率比较器的输出误差电压ue与这两个输入信号的频率差有关，而与这两个信号的幅度无关，ue为ue=kp(ωr-ωy)式中，kp在一定的频率范围内为常数，实际上就是鉴频跨导。

常用的频率比较电路有两种形式：一是鉴频器，二是混频-鉴频器。

返回7.5锁相环路(PLL)

锁相环路（Phaselockedloop缩写PLL）是一种相位自动控制电路，其作用是实现环路输出信号与输入信号之间无误差的频率跟踪，仅存在某一固定的相位差。

PLL电路广泛应用于

返回继续7.5.1锁相环的基本原理

一、锁相环的组成部件

PLL是一个相位负反馈系统，可对输入信号的频率与相位实施跟踪。

三个基本部分构成一个负反馈环。PDLFVCOvi(t)vd(t)vc(t)vo(t)θi(t)θo(t)θe(t)vo(t)PDLFVCO返回继续1、鉴相器（PD）即

PDvi(t)/θi(t)vo(t)/θo(t)vd(t)/θe(t)鉴相器是一个相位比较器，

输出信号是两个输入信号与的相位差

的函数，vi(t)vo(t)正弦特性，三角波特性，锯齿波特性等，其中最基本的是正弦波特性，它可用一个模拟乘法器与低通滤波器串接而成。θe(t)vd(t)鉴相特性的形式有许多种，如:乘法器低通滤波PDvi(t)vo(t)vd(t)如果设环路输入信号：PLL环输出的反馈信号：经过相乘，并滤除和频分量，可得输出的误差电压为：其中

为输入信号的瞬时相位差。由上式可得鉴相器的数学模型，如下图所示，θ1(t)-θ2(t)另外，可以看出：当时，返回继续2、环路滤波器LF

环路滤波器具有低通特性，其主要作用是滤除鉴相器输出端的高频分量和噪声，经LF后得到一个平均电压用来控制VCO的频率变化，常见的滤波器有以下几种形式。RCvd（t）vc（t）RC积分滤波器vd（t）vc（t）无源比例积分滤波器vd（t）vc（t）有源比例积分滤波器①RC积分滤波器传输函数：R1CR2R1R2C-+返回继续休息1休息2②无源比例积分滤波器R1CR2vd（t）vc（t）无源比例积分滤波器其中：,通常R1>R2③有源比例积分滤波器

如果将F（s）中的s用微分算子p替代，可写出滤波器的输出电压与输入信号之间的微分方程：其中

为微分算子，由上式可得环路滤波器的电路模型如右图所示。F(p)vd（t）vc（t）有源比例积分滤波器R1R2C-+返回继续休息1休息23、压控振荡器（VCO）

压控振荡器：是瞬时频率

控制的振荡器。其控制特性可用压控特性曲线来描述，如右图所示。ωovc(t)ωc其中：时的固有振荡频率：K0：压控灵敏度

由于VCO的输出反馈到鉴相器，而从锁相环的控制作用来看，VCO对鉴相器起作用的不是其频率而是相位，故对上式积分即可求出相位：上式中：为积分算子压控振荡器数学模型如右图所示。KO/p返回继续休息1休息2F(p)θ1(t)

θe(t)

KO/pθ2(t)二、锁相环路相位模型和基本方程1、相位模型

将上述锁相环的三个基本部件的模型按环路组成框图联接起来，即可构成锁相环路相位模型，如下图所示：2、基本方程

根据锁相环路相位模型，可得到以相位形式表示的基本微分方程：∴环路的微分方程为：返回继续休息1休息23、环路工作的定性分析设输入信号为固定频率的正弦信号（即均为常量）由于

∴有：

固有角频差

代入环路的微分方程可得：上式左边第一项环路的瞬时角频差。

左边第二项：

是VCO受控制电压Vc(t)的作用后输出的瞬时角频率与固有振荡频率之差，称为控制角频差。由以上分析可得：结论：闭合环路中任何时刻满足：

瞬时频差+控制频差=固有频差。返回继续休息1休息2三、锁相环路的工作原理

设压控振荡器的固有振荡频率为,而当环路闭合瞬间，外输入信号角频率与即不相同也不相干，则鉴相器输出的差拍电压为：①失锁状态如果环路固有角频差>环路低通滤波器的通频带则差拍电压将被滤除，而不能形成控制电压

压控振荡器输出角频率不变化即则即：环路的瞬时频差=固有频差环路此时处于失锁状态。返回继续休息1休息2②锁定状态由于很接近，所以很可能摆动到上，当时：相位差如果十分接近，即固有频差，则差拍电压不会被环路滤波器滤除而形成控制电压，去控制压控振荡器，VCO产生中心频率为的调频信号VCO的瞬时振荡频率将以为中心在一定范围内来回摆动，即环路产生了控制频差此时鉴相器输出电压是一个较小的直流电压，环路进入锁定状态。返回继续③牵引捕捉状态当介于上述两者之间时，如果VCO的瞬时频率围绕为中心摆动的范围小，至使不可能摆动到处时，环路不能立即入锁。此时VCO输出的调频波，其调制频率就是差拍频率，与输入信号经鉴相器PD鉴相，输出一个正弦波与调频波的差拍电压：如果令:另有∴

其中显然不再是一个正弦电压，而是一个上下不对称的差拍电压；经环路滤波后有直流电压加到VCO的控制端，从而使的偏移增大，使更接,上述过程持续直到，环路进入锁定状态。vdt返回继续④跟踪状态当环路已处于锁定状态后，如果的频率和相位有稍变化时，例如：则直到，状态锁定为止。θevd同理如果则直到，状态锁定为止。ωcvc返回继续四、锁相环性能分析

锁相环性能主要指标有：同步带宽捕捉带宽稳态相差1.同步带宽设环路已处于锁定状态，当缓慢改变输入信号频率使固有频差值向正或负方向逐步增大时，由于环路的自身调节作用，能够维持环路锁定的最大频差称为环路同步带，记作。由于环路鉴频特性对零点是对称的，因此同步带相对于也是对称的。2.捕捉带宽设锁相环路处于失锁状态，改变使固有频差减少,环路能够经牵引捕获而入锁的最大固有频差值称为环路捕捉带。通常。返回继续3．稳态相差

环路处于锁定状态时，存在着的固定相差称为稳态相位误差。由方程：环路锁定意味着瞬时频差为零，即此时式中，为环路直流总增益，其值增大可使减少。返回继续4．锁相环性能特点

锁相环路用作调频信号解调时，与普通鉴频器相比较，有低门限信噪比特性。这是因为环路有反馈控制作用，跟踪相位差小，降低了鉴相特性的非线形影响，从而改善了门限效应。（1）

环路在锁定状态下无剩余频差

锁相环路对输入的固定基准频率锁定后，压控振荡器输出频率与基准频率的频差为零。环路输出可做到无剩余频差存在，是一个理想的频率控制系统。（2）

锁相环有良好的窄带特性

锁相环具有窄带特性，当压控振荡器频率锁定在输入频率上时，仅位于输入信号频率附近的干扰成分能以低频干扰的形式进入环路，而绝大多数的干扰会受到环路低通滤波器的抑制，从而减少了对压控振荡器的影响。（3）

良好的跟踪特性

VCO的输出频率可以跟踪输入信号的变化，表现出良好的跟踪特性。在接收有多普勒频移的动目标时，这种特性尤为重要。(4)低门限特性返回继续

高频功率放大器的动态分析

返回休息1休息2

2.3高频功率放大器的动态分析βo0.5fβfβ0.2fTfT返回uBEicgCUBZ返回+ub-CLEC-UBB+uc1-icRp+uCE-+uBE_2.3.1高频功率放大器的动态特性

返回uceic2.3.1高频功率放大器的动态特性

Uo•A•BOEC•QUcmucmingd返回ubemax2.3.2高频功率放大器的负载特性

uceicUo•gduBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuceicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•返回EC•QUcesUcm•uBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuceicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•uCEicgcrIcmaxubemax返回icuce2.3.2高频功率放大器的负载特性PoRp欠压区过压区临界区Rp欠压区过压区临界区Ic1IcoPDPcubemax返回休息2休息1Uc12.3.3高频功率放大器的调制特性

uceicubemax•QEC••QEC•QEC••••icEC欠压区过压区临界区EC欠压区过压区临界区Ic1IcoPDPOPC返回休息2休息12.3.3高频功率放大器的调制特性

进入过压状态后，随着UBB向正值方向增大，集电极脉冲电流的宽度增加，幅度几乎不变，但凹陷加深，结果使Ico、Icml和相应的Ucm增大得十分缓慢

返回休息2休息1UcmIcoIcml临界UBB过压欠压O-UBB2uBEicuBEmax1uBEmax2-UBB3ub-UBB1uBEmax3UBZict饱和区放大区截止区

当Ubm固定，UBB自负值向正值方向增大时，集电极脉冲电流ic的导通角θc增大，从而集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，状态由欠压区进入过压区。

2.3.4高频功率放大器的放大特性uBEicuBEmax1uBEmax2ub-UBBuBEmax3UBZict饱和区放大区截止区UcmIcmlIcoUbm过压临界欠压OOωticOωticUbm增大OωticωtOictUbm线性功率放大器tUcmUbmUcm振幅限幅器UcmtUbmUcm返回休息2休息1

固定UBB、增大Ubm和固定Ubm、增大UBB的情况类似，它们都使基极输入电压uBEmax随之增大，对应的集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，放大器的工作状态由欠压进入过压。

当谐振功率放大器作为线性功率放大器，为了使输出信号振幅Ucm反映输入信号振幅Ubm的变化，放大器必须在Ubm变化范围内工作在欠压状态。

当谐振功率放大器用作振幅限幅器时，放大器必须在Ubm变化的范围内工作在过压状态。仿镇2.3.5高频功率放大器的调谐特性

返回休息2休息1

实际回路在调谐过程中，其负载是一阻抗Zp，当改变回路的元件数值，如改变回路的电容C时，功放的外部电流Ico、Icml和相应的Ucm等随C的变化特性称为调谐特性。

设谐振时功放工作在弱过压状态，当回路失谐后，由于阻抗Zp的模值减小，根据负载特性可知，功放的工作状态将向临界及欠压状态变化，此时Ico和Icml要增大，而Ucm将下降。

应该指出，回路失谐时直流输入功率PD=IcoEC随Ico的增加而增加，而输出功率Po=UcmIcmlcosφ将主要因cosφ因子而下降，因此失谐后集电极功耗PC将迅速增加。这表明高频功放必须经常保持在谐振状态。

UcmIcmlIco2.3.6高频功放的高频效应

ubet-UBBUBZ休息2休息12.4高频功放的高频特性ucef1f2f2>f1返回继续休息2休息1

高频功率放大器的实用电路

要使高频谐振功率放大器正常工作，在其输入和输出端还需接有：直流馈电线路：为晶体管各级提供合适的偏置；交流匹配网络：将交流功率信号有效地传输。2.3.5高频功率放大器的电路组成IcoECIc1CLIcnLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VT2.3.5高频功率放大器的电路组成

休息2休息1ICO直流通路ICOECLCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTIC1交流通路Ic1LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTICn交流通路ICniC频谱LC回路阻抗特性LCCCCC1ECLCuc1VTLCCCECLCuc1VTCBLBLBLBCERBReVTVTVTCBCBCB1LBLLCCVTVTEBEB2基极馈电线路IBOUBBIBOIeo+UBB-休息2休息1二高频功放的耦合回路

休息2休息1RiRoR'LR'S功率放大器输入匹配网络输出匹配网络RLRSuS(1)使负载阻抗与放大器所需要的最佳阻抗相匹配，以保证放大器传输到负载的功率最大，即它起着匹配网络的作用。

(2)抑制工作频率范围以外的不需要频率，即它有良好的滤波作用。

(3)在有几个电子器件同时输出功率的情况下，保证它们都能有效地传送功率到公共负载，同时又尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互不影响。

输入匹配网络或级间耦合网络:是用以与下级放大器的输入端相连接输出匹配网络:是用以输出功率至天线或其他负载L1C1C2L2CARAr1IAMr'r1C1L1C1R'pL1IK二高频功放的耦合回路休息2休息1

介于放大器与天线回路之间的L1C1回路就叫做中介并联谐振回路。RA、CA分别代表天线的幅射电阻与等效电容；

L2、C2为天线回路的调谐元件。它们的作用是使天线回路处于串联谐振状态，以使天线回路的电流IA达到最大值，亦即使天线幅射功率达到最大。

从集电极向右方看去可以等效为一个并联谐振回路,其中Rp为折合到晶体管输出回路的等效负载。1.输出匹配电路

(1)并联谐振回路型的匹配电路

RpRp继续休息2休息1

当天线回路调谐在串联谐振状态时，它反映到L1C1中介回路的等效电阻为

设初级回路的接入系数为p，则晶体管输出回路的等效负载为：r'r1C1L1C1R'pL1IKRpL1C1C2L2CARAr1IAMRp继续(1)并联谐振回路型的匹配电路L1C1中介回路的等效谐振阻抗为

QL为有载品质因素，

改变互感系数M和接入系数p就可以在不影响回路调谐的情况下。调整晶体管的输出回路的等效负载电阻Rp，以达到阻抗匹配的目的。

休息2休息1

由于高频功率放大器工作在非线性(丙类)工作时，放大器的内阻变动剧烈：导通时，内阻很小；截止时内阻近于无穷大。因此输出电阻不是常数。所谓线性电路的阻抗匹配(负载阻抗与电源内阻相等)概念也就失去了意义。

ηk：中介回路的传输效率。L1C1C2L2CARAr1IAMRp继续(1)并联谐振回路型的匹配电路如果设

：

r'r1C1L1C1R'pL1IKRp

要想回路的传输效率高，则空载Qo越大越好，有载QL越小越好，也就是说，中介回路本身的损耗越小越好

但从要求回路滤波作用良好来考虑，则QL值又应该足够大。从兼顾这两方面出发，QL值一般不应小于10。在功率很大的放大器中，QL也有低到10以下的。

休息2休息1在大功率输出级，T型、Π型等滤波型的匹配网络就得到了广泛的应用。

图中的R2一般代表终端(负载)电阻，R1则代表由R2折合到左端的等效电阻，现以(a)为例进行计算公式的推导继续(2)滤波器型的匹配网络两种Π型匹配网络(a)(b)L1R1C1C1R1L1C2R2R2C2

将并联回路R1C1与R2C2变换为串联形式，由串、并联阻抗转换公式可得L1C1'R1'C2'R2'网络匹配时，R1'=R2'由谐振条件得

:仿真[例]有一个输出功率为2W的高频功率放大器、负载电阻RL=50Ω，EC=24V，f=50MHz，Q1=10，试求Π型匹配网络的元件值。

解

:继续(2)滤波器型的匹配网络L1R1C1R2=RLC2

R1应该是功率放大器所要求的匹配电阻

Rp,即L1C1'R1'C2'R2'网络匹配时，R1'=R2'改写为：

解之得：

休息2休息1由谐振条件得

:注意，考虑到晶体管的输出电容Co后，C1应减去Co之值，才是所需外加的调谐电容值。一般，当L1确定之后，用C2主要调匹配，用C1主要调谐振。

实际还有其它各种形式的匹配网络。分析方法都很类似，即从匹配与谐振两个条件出发，再加上一个假设条件(通常都是假定Q1值)，即可求出电路元件的数值。

2.6.1宽带高频功率放大器

以LC谐振回路为输出电路的功率放大器，由于其相对通频带B/fo只有百分之几甚至千分之几，所以又称为窄带高频功率放大器。由于调谐系统复杂，窄带功率放大器的运用就受到了很大的限制。

继续2.6宽带高频功率放大器与功率合成电路

近年来一种新颖的，能够在很宽的波段内实现不调谐工作的宽频带功率放大器得到了迅速的推广。

休息2休息1

宽带功率放大器，实际上就是一种以非调谐单元作为输出匹配电路的功率放大器。它是以频率特性很宽的传输线变压器，代替了电阻、电容或电感线圈作为其输出电路

。

宽频带功率放大器没有选频作用。因此谐波的抑制成了一个重要的问题。为此，放大管的工作状态就只能选在非线性畸变比较小的甲类或甲乙类状态，效率较低，也就是说宽频带放大器是以牺牲效率作为代价来换取宽频带输出的

。

1.普通变压器不能在较宽频内工作的原因

继续2.6.1宽带高频功率放大器休息2休息1

图

(b)中L、Ls1、r1是变压器初级绕组的电感、漏感和损耗电阻；Ls2、r2

是折合到初级后，次级绕组的漏感和损耗电阻；C是变压器各分布电容折合到初级后的总和；R‘L是折合到初级后的等效负载电阻。

在高频端由于初级绕组电感的感抗很强，因此在高频端等效电路中可以认为电感L是开路，如图(c)。在低频端，由于频率较低，各漏感和损耗电阻很小，也可略去不计，可以认为电容C开路，如图

(d)；(a)原理电路(b)等效电路(c)高频端等效电路(d)低频端等效电路(e)频率响应曲线usRsRLuoRsRsRsusususr1Ls1LLs2r2CR'LrLsLCR'LR'Lfsfuo一般变压器的等效电路

可见工作频率越低，电感L的旁路作用就越大，于是输出电压将随着工作频率的降低而下将。在高频端负载R'L接在Ls和C组成的串联谐振回路容抗元件的两端，在串联谐振频率fs的附近，负载两端的电压急剧增加，并在fs上达到最大值。但是，偏离谐振频率fs，电压将急剧减小继续2.宽频带传输线变压器的工作原理休息2休息1

传输线变压器是将两根等长的导线紧靠在一起，并绕在高导磁率低损耗的磁芯上构成的。最高工作频率可扩展到几百兆赫甚至上千兆赫。

传输线变压器与普通变压器在传输能量的方式上是不相同的，传输线变压器负载两端的电压不是次级感应电压，而是传输线的终端电压。

两根导线紧靠在一起，所以导线任意长度处的线间电容很大，且在整个线上均匀分布。其次，两根等长导线同时绕在高μ磁芯上，所以导线上均匀分布的电感量也很大，这种电路通常又叫分布参数电路。

usususRLRLRLRsRsRs(a)结构示意图(c)普通变压器的原理电路(b)原理电路图u1u2u1u2u1u2

在传输线变压器中，线间的分布电容不影响高频能量的传输，电磁波以电磁能交换的形式在导线间介质中传播的。

(1)1：1传输线变压器

继续3.常用传输线变压器分析休息2休息1

1：1传输线变压器，又叫倒相变压器。当传输线无损时，可以认为u1=u2和i1=i2。usRLRsu1u2i1i2如果传输线的特性阻抗：

传输线输出端的等效阻抗为：输入端（1、3端）的等效阻抗为：为了实现传输线变压器与负载的匹配，要求：

为了实现信号源与传输线变压器的匹配，要求：

1：1传输线变压器，最佳匹配状态应该满足：满足最佳功率传输条件的传输线特性阻抗为：1：1传输线变压器具有最大的功率输出。但实际上，在各种放大电路中RL正好等于信号源内阻的情况是很少的。因此，1：1传输线变压器很少用作阻抗匹配元件，而更多的是用来作为倒相器，或进行不平衡-平衡以及平衡-不平衡转换。

usRsusususRsRsRLRLRLRLRsu1u1u2u2i2i1i1+i2(2)1：4和4：1传输线变压器继续3.常用传输线变压器分析休息2休息1

1：4传输线变压器是把负载阻抗降为1/4倍以便和信号源相匹配。在负载匹配的条件下，有

u1=u2=u和，i1=i2=i

由于变压器的1端与4端相连，输入端1端与3端的电压为u，负载RL上的电压为u1+u2=2u，输入端1的电流为i1+i2=2i，且u1u1u2u2i22ui1i1+i2+2u-i传输线变压器的输入阻抗为：传输线变压器把负载RL变换为RL/4，实现了1：4的阻抗变换。

如果把输入端和输出端对调就成为4：1传输线变压器。4：1传输线变压器把负载阻抗升高4倍和信号源匹配，由电压电流关系不难证明该变压器具有4：1的阻抗变换作用。

i45123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc

高频小信号调谐放大器127345仿真Rb1Rb2ReEc32154B1B2CLyLVT输入回路输出回路晶体管32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-32154B1B2CLyLVT32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL二、放大器性能参数分析：ib+ube-iC+uce-休息1休息2YiiCyfeubeyoe+uce-yoeyfeubeyreuceyieYSyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSyfeubeyoeyreuceyieYSiC休息1休息2yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiS+u54-+u31-+u21-+ube-休息1休息2iCyfeubeyoe+uce-yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubegoyfeubeyoeYLyLyfeubeyoe+u54-+u31-+u31-休息1休息2p1yfeubep1yfeube+u31-p1yfeubeyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubego+u31-休息1休息21B休息1休息21继续休息1休息2go二、放大器性能参数分析：+u31-二、放大器性能参数分析：go+u31-三、多级单调谐放大器Au1Au2Aun休息1休息2返回继续仿真休息1休息21

高频小信号调谐放大器1.2高频小信号调谐放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）1273451.2高频小信号调谐放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e1.2.1晶体管的高频小信号等效模型127345eb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’eyieyoeyreuceyfeube+u1-+u2-i1i2+ube-+uce-ibic127345二Y参数等效电路yieyoeyreuceyfeube+ube-+uce-ibic127345yieyoeyreuceyfeube127345CiegiegoeCoe1127345返回继续127345

角度调制和解调

（anglemodulationanddemodulation

）休息1休息2任意正弦波信号：

其中：,总相角，振幅，角频率，为初相角如果利用调制信号去控制三个参量中的某个，可产生调制的作用:amphitudemodulationAM:frequencymodulationFM:phasemodulationPM:角度调制AM调制方式中AMDSB属于频谱线性搬移电路,调制信号寄生于已调信号的振幅变化中FMPM调制方式中：属于频谱的非线性搬移电路,已调波为等幅波,调制信息寄生于已调波的频率和相位变化中

SSB6.1概述休息1休息2FM，PMω从已调波中检取出原调制信号的过程称为解调(AM)振幅解调——检波

(FM)频率解调——鉴频detection(frequencydiscrimination)(PM)相位解调——检相(phasedetection)AMωωωωωωωω休息1休息2当进行角度调制（FM或PM）后,其已调波的角频率将是时间的函数即。可用右图所示的旋转矢量表示ω(t)t=tω(t)t=0实轴设旋转矢量的长度为,且当t=0时，初相角为，t=t时刻，

矢量与实轴之间的瞬时相角为，显然有：而该矢量在实轴上的投影：6.2调角信号的分析

一.调角信号的分析与特点1.瞬时频率和瞬时相位（instantaneousfrequencyandphase）如果设高频载波信号为：休息1休息2

调制信号：（1）调频FM：由于已调波频率随调制信号线形变化，则有：其中：①:载波角频率，FM波的中心频率.②：调频灵敏度，

单位调制信号振幅引起的频率偏移

.③,瞬时频率偏移（简称频偏）,寄载了调制信息，表示瞬时频率相对于载波频率的偏移.④最大频偏另外，由瞬时频率与所对应的瞬时相位的关系，若设

则有：

其中：⑤：瞬时相位偏移，

2.调频信号与调相信号的数学表示：设：载波：⑥最大相位偏移：一般令

，称为FM波的调频指数，于是一般调频信号的

数学表达式：

所以有：

注意：与AM波不同，mf一般可大于1，且mf

越大，抗干扰性能

越好，但频带越宽。

对于单一频率调制的FM波，由于

由于已调波的相位随调制信号线形变化，则有：其中：①：为载波的相位角。

②：调相灵敏度，

，单位调制信号振幅引起的相位偏移.③：瞬时相位偏移，即相对于

的偏移量。2．相位调制：④最大相位移：

（调相指数）另外，由瞬时相位与所对应的瞬时频率之间的关系，可得：式中：⑤

；PM波瞬时频偏⑥最大频偏:PM波的表达式为：

对于单一频率调制信号

的PM波：

如果设载波：

，调制信号：

FM波

PM波(1)瞬时频率：

3.调频信号与调相信号的比较(2)瞬时相位：

(3)最大频偏

(4)最大相位：

(5)表达式:

讨论：（1）一般调角信号的表达式：mpΔωmΔωmΩmfΩ（2）FM波：（3）PM波：可以看出调相制的信号带宽随调制信号频率的升高而增加，而调

频波则不变，有时把调频制叫做恒定带宽调制。（3）调频波的波形休息1休息2如果用m代替mf或mp，把FM和PM信号用统一的调角信号来表示且令，则单位频率调制的调角信号的表示式可统一表达成为：

（利用三角公式：

可展开成以下级数：6.2.3调角信号的频谱与带宽

式中：称为第一类Besselfunction，当m，n一定时，

为定系数，其值可以由曲线和函数表查出。所以：又利用三角函数积化和差公式：休息1休息2所以上式最终可表示为：

讨论：在单一频率信号调制下，调角信号频谱具有的特点：

1FM/PM信号的频谱由载频

和无限对上，下边频分量

组成.

其中：

分量：

，其大小决定于m

:上,下边频分量

,与m和n的大小有关。ωo-ΩΩΩωFM/PM的频谱ωo+Ωωoωo+2Ωωo+3Ωωo+4Ωωo-2Ωωo-3Ωωo-4ΩΩωoω调制信号uΩ载波uo一般有

:2由第一类Besselfunction的性质：

所以有:

各边频分量与载频分量之间的频率间距为nΩ

，且当n为偶数时，上下边频分量符号相同，而当n=奇数时，上下边频分量符号相反。

凡是振幅小于未调载波振幅的10%—15%的边频分量可以忽略不计。

实际上可以把调角信号认为是有限带宽的信号，这取决于实际应用中允许解调后信号的失真程度。

工程上有两种不同的准则：

(1)比较精确的准则：FM信号的带宽包括幅度大于未调载波振幅1%以上的边频分量，即如果在满足上述条件下的最高边频的次数为n

max，则FM信号的带宽为BFM=2nmax

Ω

或BFM=2nmaxF，其中利用B

e

s

s

e

lfunction可得近似公式:(2)常用的工程准则：

由Besselfunction可得BFM=2(mf+1)F在实际应用中也常区分为：休息1休息22．调频信号的带宽

对有限频带的调制信号，即F=

F

min—F

max，

调角信号的频带为：6.3调频电路

休息1休息26.3.1实现调频、调相的方法

6.3.2变容二极管直接调频电路

6.3.3晶体振荡器直接调频电路

6.3.4间接调频电路

由相位与频率之间的关系：

在同一调制信号

的控制下，形成的FM波和PM波的表达式为：以上的过程为直接调频或直接调相

6.3调频电路

仿真休息1休息26.3.1实现调频、调相的方法

(2)把

先微分后再调频，可以得间接调相（indirectPM）

(1)如果把

先积分后，再经过调相器，也可得到对

而言的调频波，也称为间接调频。（indirectfrequencymodulation）继续返回仿真休息1休息2

晶体振荡器(CrystalOscillator)休息2休息1CoCgCoCg5Cg3CgLgLg3Lg5LgRg3.6晶体振荡器(CrystalOscillator)CoCgLgRg一,晶体谐振器(CrystalResonator)fqfp电容性电容性电感性fXqO国产B451MHz中等精度晶体的等效参数如下：Lq=4.00H，Cq=0.0063pF，

rq≤100～200Ω，Co=2～3pF。因而晶体的品质因数Qq很大，一般为几万至几百万

≥（12500～25000）

CLJTC1C2JT二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)ECJTC2C3C1Rb1Rb2CbReLc二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)仿真晶体C1C2JTC3LqCqrqCoC1C2C3gmubegiegmubeC1C3CqLqrqCoC22.振荡条件的近似分析C1C2JTC3RqXq+u'be—+u'be—仿真LqrqCqCoCLLqCqrqCoC1C2C3gmubeg3ie3电路的谐振频率的估算:C1CcCeRb1Rb2ReL1LEcJTC2C1C2L1JT二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2C1C2C3JTLRb1Rb2RcReCbCcC1C2C3JTCoLEc二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)休息1休息2二,晶体振荡器电路(CircuitofCrystalOscillators)••ωq•ω•返回继续•休息1休息2ωqωp电容性电容性电感性fXqO

模拟相乘器及基本单元电路等各种技术领域

模拟乘法器可应用于：4.3.1模拟相乘器的基本概念

模拟乘法器具有两个输入端（常称X输入和Y输入）和一个输出端（常称Z输出），

是一个三端口网络，电路符号如右图所示：uxuyuzXYZ

理想乘法器：

uz(t)=kux(t)uy(t)

式中：k为增益系数或标度因子，

单位：，k的数值与乘法器的电路参数有关。

或Z=kX·Y继续返回

一、乘法器的工作象限

乘法器有四个工作区域，可由它的两个输入电压的极性确定。XYXmax-XmaxYmax-Ymax

输入电压可能有四种极性组合：XYZ

（+）·（-）=（-）第Ⅳ象限

（-）·（-）=（+）第Ⅲ象限

（-）·（+）=（-）第Ⅱ象限

（+）·（+）=（+）第Ⅰ象限

如果：两个输入信号只能为单极性的信号的乘法器为“单象限乘法器”；一个输入信号适应两种极性，而一个只能是一种单极性的乘法器为“二象限乘法器”；两个输入信号都能适应正、负两种极性的乘法器为“四象限乘法器”。

二、理想乘法器的基本性质1、乘法器的静态特性（1）继续返回（3）当X=Y或X=-Y，Z=KX2或Z=-KX2，

输出与输入是平方律特性（非线性）。XYX=YX=-Y2、乘法器的线性和非线性

理想乘法器属于非线性器件还是线性器件取决于两个输入电压的性质。

一般：①当X或Y为一恒定直流电压时，Z=KCY=K`Y，乘法器为一个线性交流放大器。②当X和Y均不定时，乘法器属于非线性器件。（2）当X=C（常数），Z=KCY=K‘Y，Z与Y成正比（线性关系）XYC>0C<0继续返回①基本电路结构是一个恒流源差分放大电路，不同之处在于恒流源管VT3的基极输入了信号uy(t)，即恒流源电流Io受uy(t)控制。

4.3.2模拟相乘器的基本单元电路1、二象限变跨导模拟相乘器ECRCRCVT3VT2VT1uyuxREube1ube2ic2ic1Ioube3由图可知：ux=ube1-ube2

根据晶体三极管特性，VT1、VT2集电极电流为：

VT3的集电极电流可表示为：可得：同理可得：式中，为双曲正切函数。

差分输出电流io为:ic1、ic2ic1ic2Io

0-3321-1-2继续返回休息1休息2可以看出，当ux<<2UT时，

ic1、ic2与近似成线性关系。

可近似为:差分放大电路的跨导gm为:uo恒流源电流Io为:（uy>0）

输出电压uo为:

由于uy控制了差分电路的跨导gm，使输出uo中含有uxuy相乘项，故称为变跨导乘法器。

变跨导乘法器输出电压uo中存在非相乘项，而且要求uy≥ube3，所以只能实现二象限相乘。

RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io①基本电路结构VT1，VT2，VT3，VT4为双平衡的差分对，VT5，VT6差分对分别作为VT1，VT2和VT3，VT4双差分对的射极恒流源。

二、

吉尔伯特（Gilbert）乘法器1、Gilbert乘法单元电路

是一种四象限乘法器，也是大多数集成乘法器的基础电路。继续返回休息1休息2VT1VT2VT3VT4VT5VT6RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6Io②工作原理分析

根据差分电路的工作原理：

又因，输出电压：

二、吉尔伯特（Gilbert）乘法器+ux-+uy-+uo-iAiBi2i1i3i4i5i6当输入为小信号并满足：

而标度因子

Gilbert乘法器单元电路，只有当输入信号较小时，具有较理想的相乘作用,ux，uy均可取正、负两极性，故为四象限乘法器电路，但因其线性范围小，不能满足实际应用的需要。继续返回仿真休息1休息2VT5VT6RyIoyIoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6RyVT5VT6Ry2、具有射极负反馈电阻的Gilbert乘法器

使用射极负反馈电路Ry，可扩展uy的线性范围，Ry取值应远大于晶体管T5,T6的发射极电阻，即有

静态时，i5=i6=IoY,当加入信号uy时，流过Ry的电流为：iAiB+ux-+uo-iY∴有+uy-iY如果ux<2UT=52mV时，返回仿真继续休息1休息2i5i6+uy-RcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIox3、线性化Gilbert乘法器电路

具有射极负反馈电阻的双平衡Gilbert乘法器，尽管扩大了对输入信号uy的线性动态范围，但对输入信号ux的线性动态范围仍较小，在此基础上需作进一步改进，下图为改进后的线性双平衡模拟乘法器的原理电路，其中VD1，VD2，VT7，VT8构成一个反双曲线正切函数电路。返回继续uxux'uyuoVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6IoyIoyRyVD1VD2VT7VT8R1RxIoxIoxuxuyux'工作原理分析：i7ixi8iyiAiBVT7，VT8，Rx，Iox构成线性电压—电流变换器。∴有uo

而为二极管D1与D2上的电压差，即:

利用数学关系：，则上式可写成：（1）代入（2）可得：其中标度因子：

可见大大扩展了电路对ux和uy的线性动态范围，改变电阻Rx或Iox可很方便地改变相乘器的增益。

返回继续仿真+UD1-+UD2-iD1iD2休息2休息1VT5VT6RyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyRy-EEVT7VT8VD4.4单片集成模拟乘法器及其典型应用

一、MC1496/MC1596及其应用uxuy1、内部电路结构

与具有射极负反馈的双平衡Gilbert相乘器单元电路比较，电路基本相同，仅恒流源用晶体管VT7，VT8代替，二极管VD与500电阻构成VT7，VT8的偏置电路。

反偏电阻Ry外接在引脚②、③两端，可展宽uy输入信号的动态范围，并可调整标度因子K。2、外接元件参数的计算iy+uy-①负反馈电阻Ry且应满足|iy|<Ioy若选择Ioy=1mA，Uym=1V（峰值）返回继续Ioy休息2休息1IoyRcRcEcVT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8VDRyR5-EE由右图电路可得：当时，③负载电阻Rc引脚⑥、⑨端的静态电压：U6=U9=Ec-Ioy·Rc，若选U6=U9=8V，Ec=12V，

则有：，标称值为3.9。②偏置电阻R10U6U9Ioy

返回继续仿真休息2休息1

三、

MC1495/MC1595（BG314）及其应用1、内部电路结构vx++vy①内部电路如图所示，由线性化双平衡Gilbert乘法器单元电路组成。

输入差分对由T5，T6，T7，T8和T11，T12，T13，T14的达林顿复合管构成，以提高放大管增益及输入阻抗。

负反馈电阻RY，Rx，负载电阻Rc，恒流偏置电阻R3及RW5，R13及R1均采用外接元件。返回继续休息2休息1vovx+-vy+-MC1595

（BG314）1214489125610117133R1RcRcR13RxRyVCCVEER3Rw52、外围元件设计计算如果设计一个上图所示的乘法器电路，并要求：输入信号范围为：

输出电压范围为：由以上的要求可知，乘法器的增益系数返回继续休息2休息1①负电源的-VEE的选取

负电源应能确保输入信号Vx，Vy为最大负值时，电路仍能正常工作，以Vy输入端为例：当|Vy|=|Vym|=10V时，由右图的等效电路可以看出：VBE5VBE6VCE9VRe9若T5，T6，T9正常工作，且设VBE5=VBE6=0.7V，VCE9+VRE9≥2V（以保持T9工作于线性区）

则

故可取-VEE=-15V返回继续休息2休息1②偏置电阻R3，R13的计算

恒流源偏置电阻R3，R13应保证能提供合适的恒流电流，使三极管工作在特性曲线良好的指数律部分，恒流源电流一般取0.5～2mA之间的电流值，现若取Iox=Ioy=1mA，以引脚③为例，设VD3=VD4=0.7V，如右图的等效电路可IoxIR3

同理可求出R13=13.8，一般R3采用10固定电阻和6.8电位器的串联，以便通过调Iox来控制增益参数K。返回继续休息2休息1+vx

-③负反馈电阻Rx和Ry的计算如右图所示电路可得：同理可得：④负载电阻Rc

由于增益系数：ixmaxixmaxixmaxixmaxixmax⑤电阻R1取引脚①的电压为+9V，则返回继续V13、失调误差电压及其调整

实际乘法器电路由于工艺技术、元器件特性的不对称，不可能实现理想相乘，会引入乘积误差，若设乘法器工作在直流输入时，输出电压可表示为：

其中：△K：增益系数误差，可通过IR3的调整使其误差