一种多频高效功率放大器的设计

一种多频高效功率放大器的设计

1复合教育市场的多频高效功率放大器随着无线通信与互联网技术的快速整合，移动通信设备的发展越来越频繁，为了适应人们越来越频繁地交换信息。为满足不同的数据业务需求,无线通信产品需要在不同的通信制式(GSM、GPS、Bluetooth、WLAN等)下工作。这种多模通信系统必须适用于不同频段,而采用多组单一频段射频前端模块的构建方案显然有悖于便携节能的设计理念。功率放大器是射频前端模块中的关键电路,其能耗、体积直接影响整机的便携性。研制可工作于多个频段的高效率功率放大器能有效降低无线通信设备的散热需求和生产成本,延长便携设备工作时间,促进多模无线通信系统的小型化。射频开关类功率放大器具有很高的工作效率。近年来,有关S频段开关类功放设计的文献报道不断涌现,功放的效率基本都在60%以上。尽管高效功放的设计技术逐渐成熟,但有关多频高效功放的设计成果却鲜有报道。2002年,Caloz等人提出利用传输线结构来实现左手材料,相关研究者把这种右手传输线构成的左手传输线称为复合左右手传输线(CRLH-TL,CompositeRight/LeftHandedTransmission-Line)。复合左右手传输线在不同的频段分别呈现异向介质或传统介质特性,因此广泛用于双频耦合器、功分器的研制。2007年,JI,S.H.等人采用复合左右手传输线,设计了工作于800MHz和1.7GHz的E类功率放大器,因电路没有抑制谐波,工作效率仅有40%左右。T.Mury为了提升双频E类功放效率,采用两个CRLH-TL单元对放大器二次谐波进行抑制,并进行了开关模型仿真验证。但是,由于电路性能对器件取值太敏感,其仿真结果与设计目标出现偏差,且实际功放管器件不能完全等效为理想开关,这也使设计的准确性大大降低。本文基于复合左右手传输线,构建可实现多频阻抗匹配的网络拓扑结构,设计了一种多频高效功率放大器。为了减少开关E、F类功放的负载网络给多频匹配带来的困难,本文直接采用负载牵引法确定能使放大器具有高效工作状态的最佳负载,并对各频点的二次谐波进行抑制,使放大器在0.9GHz、1.4GHz、2.1GHz三个频点均可输出10W功率,且具有60%以上的工作效率。2负载网络设计方面,两者在一点三分传统的功率放大器效率提高技术主要依赖于减小导通角。AB类、B类或C类功率放大器均采用这种方法减小放大器的平均电流,从而提高工作效率。但是,伴随导通角的减小,放大器的增益和线性度会不断恶化。提高功放管工作效率的另一途径是避免其漏极电压和电流波形重叠,开关E、F类放大器均是基于这一思路实现高效率功率放大。开关类功率放大器偏置点的选取与B类放大器相同,但负载网络有较大差异。E类功放依靠储能器件调整漏极电压电流波形,通过时域分析求得使漏极电压和电流波形交错的负载网络各器件值,从而实现零损耗的理想负载网络设计。F类功放采用谐振电路对漏极电压波形进行整形,其负载对奇次谐波断路,对偶次谐波短路。因此,漏极电压只包含有奇次谐波成分,近似为方波,而漏极电流包含基波与偶次谐波分量,时域波形为半个正弦波。这样也使得漏极电压与电流波形没有重叠部分。开关E、F类放大器分别从时域和频域进行分析,获得特定的负载网络结构。然而,由于功放管模型包含较多寄生参量,因此,依据理想开关模型设计的负载网络并不能使放大器工作在目标状态。在缺少准确的器件非线性特性模型时,E、F类功放的设计方法具有重要价值。然而,采用负载牵引技术(Load-pull),可以获得放大器较准确的非线性特性模型。一些半导体器件制造商借助这种技术为设计者提供的器件模型使放大器设计难度大大降低。利用负载牵引技术寻找最佳负载阻抗,同样可使放大器获得高效工作状态。这种设计方法可以设计出更为灵活的负载网络结构,因此可以降低多频高效功放拓扑结构的复杂度,使设计结果更准确可靠。本文基于Cree公司提供的CGH40010器件模型,采用负载牵引技术,确定功放在不同频点处的最佳源阻抗和负载阻抗。3高性能复合车间传输线的配置3.1复合摩擦机构的s参数仿真与一般的右手传输线不同,复合左右手传输线单元相位响应曲线是非线性的:在低频段显示左手特性,相位超前;在高频段显示右手特性,相位滞后。图1所示是一种复合左右手传输线单元结构,它由两截右手传输线(特征阻抗为Z0R,电长度为θR)和一个左手传输单元构成。假设在频点fX和fY上(fY>fX),一段右手传输线的电长度分别为θX和θY,则有复合左右手传输线的相位φC(fX)=-θX,φC(fY)=-θY。对于平衡式结构,可计算出如下两个参数:P=φC(fX)fX−φC(fY)fYf2Y−f2X(1)Q=φC(fX)/fX−φC(fY)/fY1/f2X−1/f2Y(2)Ρ=φC(fX)fX-φC(fY)fYfY2-fX2(1)Q=φC(fX)/fX-φC(fY)/fY1/fX2-1/fY2(2)复合左右手传输线单元中各参数取值可由下式求得:CL=NL(2πQZ0L)(3)LL=Z0LNL(2πQ)(4)θR=PfXNR(5)CL=ΝL(2πQΖ0L)(3)LL=Ζ0LΝL(2πQ)(4)θR=ΡfXΝR(5)式中,参数NL和NR分别是左手单元和右手传输线的个数。采用上述公式设计了一段双频(1.8GHz,4.2GHz)90°开路短截线,其S参数仿真结果如图2所示。由图可知,在1.8GHz和4.2GHz两个频点上,复合左右手传输线均可实现1/4波长阻抗变换的作用,从而证实了设计公式的准确性。3.2复合c驱动的源牵引本文设计的放大器电路拓扑结构如图3所示。本文采用Cree公司的GaNHEMT器件CGH40010。首先确定两个工作频点:0.9GHz和2.1GHz,然后使用源牵引方法分别获得这两个频点处的最佳源阻抗。复合左右手传输线CRLHA和CRLHB构成输入匹配电路,分别将两个频点处的最佳源阻抗匹配到50Ω。依据源牵引结果可知,功放管器件CGH40010在不同频率下最佳源阻抗选择范围较宽,这就使放大器除了0.9GHz和2.1GHz以外,还能再增加新的工作频点。由于复合左右手传输线结构比较复杂,所以在放大器负载网络中使用一截右手传输线RH(90°@1.8GHz)来降低拓扑结构的复杂度。复合左右手传输线CRLHC可实现双频(1.8GHz,4.2GHz)开路短截线,这在上文中已经得到验证。传输线RH和CRLHC可抑制1.8GHz、4.2GHz等频率成分。它们可视为0.9GHz和2.1GHz的二次谐波,也可视为0.6GHz和1.4GHz的三次谐波。复合左右手传输线CRLHD和CRLHE可将50Ω阻抗变换为最佳负载,此最佳负载可使用负载牵引法获得。其中,开路短截线CRLHD可选取适当电长度,从而抑制其他频率的谐波成分。本文采用开路短截线CRLHD抑制1.4GHz的二次谐波,然后借助负载牵引选择合适的负载阻抗,令功放管在0.9GHz、1.4GHz、2.1GHz频点处均得到较好的匹配。4高效放大器的设计如果选取合适的偏置点并供给足够的驱动功率,通过源牵引和负载牵引,同样可获得令功放管工作于开关状态的源阻抗及负载阻抗。本文令功放管CGH40010栅极偏置电压为-2.5V,驱动功率为27dBm。首先构建源牵引仿真平台,得到频点0.9GHz和2.1GHz处的最佳源阻抗,分别为5.04+10.73j和1.28+1.80j。针对不同的频点,均使用L型阻抗变换网络设计匹配电路。例如,工作频率为0.9GHz时,使用电长度分别为71.48°和27.28°的两截传输线(特征阻抗为50Ω),便能实现50Ω到最佳源阻抗的变换。普通右手传输线构成的匹配电路只能在单一频点实现阻抗变换,因此,需要使用复合左右手传输线结构代替普通的右手传输线来实现多频匹配,如图4所示。复合左右手传输线CRLHA和CRLHB构成本文多频放大器的输入匹配电路,图4还给出了各元件参数的具体取值。功放管还需要合适的负载才能工作在低功耗开关状态。搭建负载牵引仿真平台,并在器件输出端加入抑制谐波的开路短截线,接着进行负载牵引,选取频点0.9GHz和2.1GHz处的最佳负载阻抗。同样使用复合左右手传输线组成L型匹配结构,将各频点的最佳负载匹配到50Ω。在本设计中,4.2GHz频率成分可视为2.1GHz的二次谐波,同时可视为1.4GHz的三次谐波。令开路短截线CRLHD(如图3所示)在1.4GHz的电长度为90°,使本设计的负载网络可视为对1.4GHz的二次和三次谐波具有抑制作用。只要适当调整最佳负载取值,便能令功放管在0.9GHz、1.4GHz、2.1GHz三个频点处均具有高效工作状态。经过调谐,实现了多频高效放大器的设计。图5所示为放大器在0.9GHz、1.4GHz、2.1GHz三个不同频点处的漏极电压电流波形。由图可知,放大器漏极电压电流呈现交错状态,具有开关E类放大器的特点,因此可获得较高的工作效率。栅极供电-2.5V、漏极供电27V时,改变驱动信号功率,分别描绘放大器在三个不同工作频率时的输出功率、增益、工作效率曲线,如图6所示。三个频点下功率放大器各性能曲线变化趋势基本一致。随着驱动信号功率的增大,放大器出现增益压缩现象。当处于饱和状态时,放大器可保持10W的功率输出,并且工作效率不低于60%。图7所示为放大器在不同工作频率下二次谐波抑制能力。当工作频率为0.9GHz和2.1GHz时,放大器二次谐波抑制均在-50dBc以下;工作频率为1.4GHz时,二次谐波抑制能力较差,只有当驱动功率为27dBm时,才能达到-30dBc。这是由于在调谐过程中为折中考虑阻抗条件,开路短截线CRLHD在1.4GHz的电长度偏离了90°。栅极供电-2.5V、驱动功率为27dBm时,改变漏极电压,分别描绘放大器在三个不同工作频率时的输出功率和工作效率曲线,如图8所示。随着漏极电压的增大,输出功率与增益也逐渐增大,工作效率也保持在较高水平。这种特性与开关E类功率放大器较为接近。漏极供电27V、驱动功率为27dBm时,改变栅极电压,并描绘放大器在三个不同工作频率时的输出功率及工作效率曲线,如图9所示。栅极电压决定放大器的偏置点。由图9可知,栅极供电在-2.4V左右时,放大器在三个频点均具有近10W的功率输出和60%以上的工作效率。此时,偏置电压与开关类放大器也比较吻合。栅极供电-2.5V、漏极供电27V、驱动功率为27dBm时,改变驱动信号频率(0.7～2.4GHz),并描绘输出功率、工作效率曲线,如图10所示。工作频率为0.9GHz时,该功率放大器输出功率为40.1dBm,工作效率为69.7%;工作频率为1.4GHz时,放大器输出功率为39.7dBm,工作效率