基于单周期控制的三相pwm高系数整流器研究

基于单周期控制的三相pwm高系数整流器研究

1控制单周期控制的相互电压型vm整流器的数学模型在三相电压集成故障模型的控制方法中，直接电流控制是应用广泛的控制的控制。它的一个最显著的优点是系统的动态响应速度。然而,在以往的直接电流控制方法中包括平均电流控制、滞环电流控制、预测电流控制等,都需要检测输入相电压并使用乘法器以产生指令电流信号。这样构成的控制系统一是比较复杂,二是乘法器的非线性失真容易导致系统不稳定和输入电流的谐波畸变,三是系统不易调试。究其原因在于三相PWM整流器是一个多输入多输出和时变的强耦合系统。单周期控制是一种非线性控制,它利用可复位积分器使被控量在一个开关周期内跟踪给定参考变化,可将非线性开关变换成线性开关,利用这种控制可以实现三相PWM整流器的解耦控制。本文进行了基于单周期控制的三相PWM高功率因数整流器的研究,推导单周期控制三相电压型PWM整流器的新型控制规律,实现了无乘法器和无输入电压检测、恒频工作的直接电流控制,具有控制简单,容易实现的特点。完成了5kW单位功率因数三相PWM整流器的试验研究,实现了正弦输入电流和近似单位功率因数,电流畸变率为2.9%,系统输入功率因数达到0.98,进行了稳态试验和负载100%突变的动态响应试验。2占空比和电源相电压图1所示为三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构。为了简化推导过程,特作如下假设:①电网电压三相对称,内阻为零;②各相电感相等,设La=Lb=Lc=L;③每个桥臂上、下两个开关互补运行,即若开关VTan的占空比为dan,则开关VTap的占空比为1-dan;④开关频率远远大于电源频率;⑤忽视开关器件的导通压降和开关损耗。现作如下推导,节点A、B、C相对于节点N的电压为{vAΝ=(1-dan)VdcvBΝ=(1-dan)VdcvCΝ=(1-dcn)Vdc(1)⎧⎩⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪⎪vAN=(1−dan)VdcvBN=(1−dan)VdcvCN=(1−dcn)Vdc(1)式中dan,dbn,dcn——开关VTan、VTbn、VTcn占空比Vdc——直流输出电压根据式(1)可得整流器的等效平均模型,如图2所示。由图2可知,点A、B、C相对于中性点O的电压矢量等于电源相电压矢量减去电感电压矢量,即为{vAΟ=va-jωL⋅iavBΟ=vb-jωL⋅ibvCΟ=vc-jωL⋅ic(2)式中ω——电源电压角频率va、vb、vc——电源相电压矢量ia、ib、ic——电感电流矢量由于开关频率远远大于电源电压频率,所以电感值通常很小,仅就基波分量而言,电感两端电压相对于电源相电压可以忽略不计,因此式(2)可以近似简化为{vAΟ≈vavBΟ≈vbvCΟ≈vc⇒{vAΟ≈va=√2Visin(ωt)vBΟ≈vb=√2Visin(ωt-120°)vCΟ≈vc=√2Visin(ωt+120°)(3)在三相平衡无中线系统中,有va+vb+vc=0(4)将方程组(3)中的三式相加,可得vAΟ+vBΟ+vCΟ=0(5)由图1可知,点A、B、C相对于中性点O的电压又可以写为{vAΟ=vAΝ+vΝΟvBΟ=vBΝ+vΝΟvCΟ=vCΝ+vΝΟ(6)合并式(5)、(6)可得vΝΟ=-13(vAΝ+vBΝ+vCΝ)(7)将式(3)、(7)代入式(6)中,有{vAΟ=vAΝ-13(vAΝ+vBΝ+vCΝ)≈vavBΟ=vBΝ-13(vAΝ+vBΝ+vCΝ)≈vbvCΟ=vCΝ-13(vAΝ+vBΝ+vCΝ)≈vc(8)将其写成矩阵形式为[23-13-13-1323-13-13-1323]⋅[vAΝvBΝvCΝ]=[vavbvc](9)将式(1)代入式(9)中并整理可得占空比和电源相电压va、vb、vc的关系如下[-23131313-23131313-23]⋅[dandbndcn]=1Vdc[vavbvc](10)由于在式(10)中矩阵为奇异阵,方程组有无数解,设其中一解可用下式表示{dan=k1+k2vaVdcdbn=k1+k2vbVdcdcn=k1+k2vcVdc(11)将上式代入式(10)中,可得参数k2=-1,k1可以为任意值。由于占空比是小于等于1大于等于0的数,即0≤djn=k1-vjVdc≤1j∈(a,b,c)(12)由上式可得vjVdc≤k1≤1+vjVdc根据电压型PWM整流器的工作原理,Vdc≥vj,所以参数k1的取值范围是0≤k1≤2(13)将式(11)重新列写为{vaVdck1=1-dank1vbVdck1=1-dbnk1vcVdck1=1-dcnk1(14)三相整流器的功率因数校正目标为控制每相电感电流跟随其正弦相电压变化,即满足如下方程{va=Reiavb=Reibvc=Reic(15)式中Re——等效输入电阻将上式代入式(14)并整理可得{ReVdck1Rs⋅Rsia=1-dank1ReVdck1Rs⋅Rsia=1-dbnk1ReVdck1Rs⋅Rsia=1-dcnk1(16)式中Rs——电流检测等效电阻令误差放大器输出vm=VdcRsRe(17)则上式又可简化为{Rsia=vm-vm⋅dank1Rsib=vm-vm⋅dbnk1Rsic=vm-vm⋅dcnk1(18)又因为{dan=tΤsdbn=tΤsdcn=tΤs(19)将式(19)代入(18)中可得{Rsia=vm-vm⋅tk1Τs=vm(1-tτ)Rsib=vm-vm⋅tk1Τs=vm(1-tτ)Rsic=vm-vm⋅tk1Τs=vm(1-tτ)(20)式中τ——积分器时间常数定义τ=k1Ts,根据式(13),取k1=0.5。上式表明,三相电路的功率因数校正可以通过控制开关的占空比来实现。基于以上理论分析可知,采用一定的电路实现式(20),即可实现三相PWM整流器的单位功率因数。根据以上分析,设计控制电路框图如图3所示。该电路元件主要包括积分器、复位单元、比较器、D触发器和一些逻辑器件。在每个开关周期开始时使下桥臂的开关器件开通,积分器起动,形成载波信号vm(1-t/τ)。载波信号vm(1-t/τ)与三路电流检测值不断地比较,当vm(1-t/τ)与检测值相等时,与该路对应的比较器翻转,使D触发器发出命令关断该路的开关器件,同时开通与其成对运行的上桥臂开关器件。下一开关周期前,复位单元发出复位信号使积分器复位,如此循环重复上述过程,即可实现无乘法器、无输入电压检测的单位功率因数。3电压特性检测电路为了验证所推导控制规律的正确性,根据前面推导的理论结果进行了系统设计和试验研究,设计了相应的控制电路。试验系统参数如下:直流输出电压Vdc=300V,输出功率Po=5kW,交流侧电感L=7.0mH,开关频率fs=2kHz,输出滤波电容Cf=2350μF/800V。输入电流检测采用3个LEM电流传感器,其输入电流与输出电压比为1000∶1,检测电阻Rn=100Ω,即当输入电流为100A时,输出电压为10V,所以电流检测等效电阻Rs=10/100=0.1Ω。输出电压检测采用LEM电压传感器,其转换比为140∶1。控制电路中的复位脉冲形成电路和时钟信号Clock形成电路采用NE555构成,其频率为2kHz,高电平脉冲宽度为8μs。积分器采用运算放大器LF356,选择积分时间常数等于1/2开关周期,即τ=250μs。图4给出了A相电压和三相电流的波形,由图可以看出,电流波形基本上与电压波形相位相同,从而实现功率因数近似为1的目的。采用电力谐波分析仪F41B可以测出电网电压波形畸变率为5.8%时,输入电流总畸变率THD为2.9%,功率因数为0.98。同时还进行了系统的动态响应试验。图5、图6分别给出了负载由30Ω突变到60Ω和负载由60Ω突变到30Ω时的直流输出电压和A相电流波形,从图中可以看出,系统的动态响应时间约为3个电源周期,负载突变过程中,输出电压和相电流可以实现平稳过渡过程。4gm整流器运行状态(1)单周期控制实