片上集成的低功耗无电容型ldo电路

片上集成的低功耗无电容型ldo电路

0无电容型ldo电路随着5g技术和多媒体技术的快速发展，大规模5g电子产品的发展越来越受到关注。随着数字和文化的快速发展，小型工业食品的发展越来越受到关注。各种新应用、新功能对电池寿命和电源管理技术提出了新的要求和严峻的挑战。低压差线性电压调整器(LDO)以其电路简单、低功耗和低压差等特点,为电池供电的智能类SoC芯片提供了高效而经济的电源解决方案,得到了广泛的应用。传统的LDO结构中,一般输出端需要并联一个微法级的电容,该电容除了具有滤波和稳压的作用之外,还有助于提高LDO的环路稳定性。但是在智能卡芯片中,在片上集成一个大电容,会大幅增加芯片面积;采用片外电容,则很难实现SOC系统。因此,无论是对SOC的应用成本还是LDO的自身可靠性而言,需要从系统设计上改进,设计一种无电容型的LDO电路。本文设计完成了一个能够为智能电卡芯片提供完整解决方案的低功耗片上集成的无电容型LDO。1调整管输出电压图1是一个经典的LDO结构图,其中包括一个提供电压基准的带隙基准源(BGR)、误差放大器、调整管Mpass以及一个电压采样网络(R1和R2)。其中误差放大器为单级运放。由图1可以看到由误差放大器、调整管以及采样网络构成了一个反馈网络,为了保证电路的稳定性,必须保证这个环路的相位裕度至少大于45°。将这个反馈网络由图1中的A点处断开,可以得到其小信号等效电路如图2所示:根据基尔霍夫电压、电流定律,推导可得该回路的传输函数为式中:α=CgdgdsEA+Cgdgdsp+Cgsgdsp+CgdgRF+CgsgRF+CgdGload+CgsGload+Cgdgmp;β=gdsEAgdsp+gdsEAgRF+gdsEAGload;Cgs为调整管的栅-源电容;Cgd为调整管的栅-漏电容;gdsEA为误差放大器的输出电导;gdsp为调整管的输出电导;gm_EA为误差放大器的跨导;gmp为调整管的跨导,Gload为负载导纳;s为拉普拉斯变换复频率。在片上集成的LDO中,很难在输出端集成一个大电容(μF量级)并使其等效的串联电阻RESR构造的左半平面零点来消除环路中的非主极点,其负载阻抗一般可以等效为一个大电导gL与大电容CL的并联。一般来说,LDO的负载电容CL≫Cgs且CL≫Cgd,gL≫gdsEA且gL≫gdsp。由式(1)可以得到反馈环路中的两个极点及一个右半平面的零点分别为p1≈−Cgdgdsp+CgsgL+CLgdsEA+CgdgmpCL(Cgs+Cgd)(2)p1≈-Cgdgdsp+CgsgL+CLgdsEA+CgdgmpCL(Cgs+Cgd)(2)p2≈−gdsEAgLCgdgdsp+CgsgL+CLgdsEA+Cgdgmp(3)p2≈-gdsEAgLCgdgdsp+CgsgL+CLgdsEA+Cgdgmp(3)z1=gmpCgd(4)z1=gmpCgd(4)gmp一般为几十毫西门子,调整管的Cgd约为几百飞法拉,产生的右半平面的零点在几百兆赫兹处,对整个环路的相位影响可以忽略。环路中只存在两个极点对相位产生贡献,由式(2)和(3)可以看到,随着调整管输出电流的增加,调整管的跨导gmp增加,导致p1将会向高频处运动,而p2将会向低频处运动,两个极点自动发生分离。在输出小电流时,在电路中采用消除零点的密勒补偿方法,即可使两个极点产生分离,保证环路的稳定性,如图1中的CC所示。2采样网络和路、管图3是本设计中LDO的原理图,主要包括BGR、误差放大器、限流保护电路、调整管Mpass和采样网络等。其中带隙基准源产生1.21V的基准电压,作为误差放大器的参考电压与采样网络的采样值进行比较实现对调整管栅极电压的控制,从而达到在不同负载电流的情况下保持LDO输出电压稳定。2.1标准的抗起线转换电路BGR为LDO的误差放大器提供一个1.21V的基准电压VREF1,同时产生电压VREF2提供给后级的电压检测电路,VREF2由VREF1经一个buffer后采用电阻分压产生。如图3所示,BGR采用传统的三极管结构,利用三极管VBE的负温度系数与ΔVBE的正温度系数特性构造一个与温度无关的基准电压VREF1,即VREF1=VBE3+R2⋅ΔVBE1,2R1(5)VREF1=VBE3+R2⋅ΔVBE1,2R1(5)其中VBE是三极管的基极-发射极电压,与集电极电流IC呈指数关系。在得到ΔVBE时,通常认为图3中的Q1和Q2集电极电流相等。而在标准的CMOS工艺中,BJT晶体管是通过寄生方式得到的,图3中的Q1的个数为n,即是n个这样的寄生BJT并联构成的。这导致Q1和Q2的基极电阻rb相差n倍,Q1和Q2的基极电流并不相同,导致Q1和Q2的发射极电流并不相等。此时需要对这个基极电阻进行补偿,在设计中在Q1的基极处加入一个补偿电阻Rcom,使Rcom=rbQ2-rbQ1(6)从而满足Q1和Q2的集电极电流相等。BGR在上电时存在一个简并工作状态,即各条支路可以传输零电流。为了防止电路进入简并工作状态,设计中加入了启动电路,如图3中启动电路部分所示。在上电的初始阶段,各条支路的电流为零,BGR中OTA的输出点位高电平,VREF1为低电平。此时MS1导通将OTA的输出点下拉,在三极管的三条支路上开始传输电流,VREF1开始升高;当电流增加到一定值时,VREF1增大到使MS2开始导通,从而将MS1的栅极电压下拉,此时MS1截止,启动电路与主电路分离,BGR进入正常工作状态。将MS3和MS4串联,降低启动电路在BGR正常工作时的静态电流。2.2调整管路的设计误差放大器用于比较反馈网络采样的电压与BGR的输出参考电压VREF1的大小,调节调整管的栅极电压,保证在不同负载电流的情况下,LDO的输出电压保持稳定。误差放大器的直流增益对LDO的负载调整率及线性调整率有着显著的影响ΔVDDΔIout=1gm_passAEA(R3+R4R4)(7)ΔVDDΔΙout=1gm_passAEA(R3+R4R4)(7)ΔVDDΔVin=1gmpAEA(Rds+Ron)(R3+R4R4)+(R3+R4R4)(ΔVREF1ΔVin)(8)ΔVDDΔVin=1gmpAEA(Rds+Ron)(R3+R4R4)+(R3+R4R4)(ΔVREF1ΔVin)(8)式中:AEA为误差放大器的直流增益;gmp为调整管的跨导;Rds为调整管的输出阻抗;RL为负载电阻。大的直流增益对于LDO的上述静态参数有着明显的抑制,因此误差放大器结构应为多级电路或是Cascode结构。同时误差放大器作为LDO反馈环路的一部分,其零点、极点即为LDO反馈环路的零点、极点。通过第一部分的分析可以知道,在输出大电流时,其后级的负载电阻及电容的存在使得LDO反馈环路中的极点分离,能够保证反馈环路的稳定性。本设计中采用了如图3中ErrorAMP所示的pMOS管作为输入管的折叠Cascode单级运放,对整个环路增益带宽积内只贡献一个极点,且其输出点电压与pMOS管的栅极电压接近,可以直接作为调整管的偏置电压。在电源电压及温度变化下能够获得大于65dB的直流增益。2.3辅助电路适当抑制低阈值刑为了延长电池的使用寿命,在电路中加入了低功耗模式,使LDO在Standby_en信号为高时,保持1.8V的输出电压,关闭其他的辅助电路。Standby_en信号为高电平有效,经一个反相器后输出低电压,用来控制辅助电路中pMOS管的偏置电压点。当Standby_en为高时,将辅助电路中pMOS管的栅极电压上拉到VDD。辅助电路停止工作,LDO进入到低功耗模式,整个电路的功耗缩减80%。Standby_en信号为外界输入信号,其高电平为1.8V,当输入电源电压VDD为5.5V时,无法直接经过VDD供电的反相器来产生反相信号,需要经过如图4所示的升压电路后将Standby_en信号自举到VDD后作为电路中实际的低功耗模式的控制信号。设计中采用的升压电路如图4所示,Standby_en信号首先经过一个由BGR输出电压1.21V作为电源的反相器产生Standby_en的反相信号,然后经过一个电源电压为VDD的交叉耦合反相器产生高电平为VDD的实际控制信号,在Standby_en信号为高电平时,Vstandby_boost_inv下拉到GND,MPS导通,将辅助电路中的pMOS管偏置电压上拉到VDD。其中MP1和MN1供电电源较低,采用低阈值晶体管;MP2和MN2和MP3和MN3采用高阈值晶体管。2.4不同电流下的过流保护图5为限流保护电路图。在正常工作时,M1和M2对调整管的输出电流进行采样,为了保证镜像的电流在温度及工艺角变化时的精确性,加入M3,M4,M5构成另一个电流镜,使M3,M4、M5的栅源电压相同,从而满足A和B两点的电压与调整管的漏极电压相同,保证镜像电流的精确性。M6、M7作为M3和M4的负载提供直流偏置。M3和M4和M5的宽长比较大,工作在亚阈值区,即Vgs3=Vgs4=Vgs5≈VTH(9)使得限流保护电路中的电流采样部分的静态电流较小,满足低功耗的要求。当调整管Mpass的输出电流比较小时,M2镜像的电流在电阻R3上的压降比参考电压VREF小,此时经预放大器放大后比较得到的电压Vg_cl为高电平,M8导通,M9截止,限流保护电路正常工作,对LDO主电路不产生影响。当Mpass输出的电流达到某个阈值时,M2镜像的电流在R3上的压降等于VREF,即VREF=R3⋅IoutW2L2WpassLpass(10)VREF=R3⋅ΙoutW2L2WpassLpass(10)若输出电流Iout继续增大时,比较器输出的控制电压Vg_cl将跳变为低电平,使M8截止,M9导通,此时限流保护电路停止工作,不再对调整管的栅极电压进行检测。而调整管的栅极电压经M9上拉到VDD,使输出电压降为零,实现过流保护功能。在限流保护电路中加入M10和M11,可以使限流电路在Standby_en信号为高时,把限流电路关闭,并保持LDO输出电压仍保持1.8V。3不同负载下ldo的动态特性整体电路版图如图6所示。采用HHNEC0.13μmEEPROM工艺,芯片面积(不包含PAD)为0.33mm×0.34mm。仿真的LDO的电源电压为2.5～5.5V。如图7所示,在2.5～5.5V电源供电下,BGR的输出参考电压VREF1为1.21V,在温度从-40℃到100℃变化时,输出参考变化为17.3×10-6/℃,包括参考电流产生电路以及VREF2输出buffer在内消耗38μA的电流。图8所示为在不同负载下,LDO反馈环路的幅频、相频特性,可以看到在输出10mA的电流时,反馈环路的相位裕度为80°。在不同负载条件下,反馈环路的幅频、相频曲线比较稳定,相位裕度保持在75°以上。图9为LDO分别在正常工作模式和低功耗模式下消耗的静态电流。在正常工作模式下,LDO可以最大输出15mA的电流,其消耗的静态电流为85μA;在低功耗模式下,其输出电流能力降低,此时LDO中的辅助电路关闭,消耗的静态电流下降到23μA。图10给出了LDO限流保护电路时的输出图形。在100μs时,负载电阻由180Ω变为50Ω时,限流保护电路的输出控制信号变为低电平,将调整管的栅极电压上拉到输入的电源电压,LDO输出电压为0,从而对输出起到了保护作用。若负载电阻变大后,可以由Standby信号对LDO进行复位,此时LDO恢复正常工作,输出1.8V的稳定电压。表1列出了LDO完整的仿真特性。如图11(a)所示LDO的负载调整率为14μV/mA,在输出10mA电流时,LDO的线性调整率如图11(b)所示,随工艺及温度变化时,不超过2.3mV/mA;图11(c)是LDO输出电压的温度特性,温度由-4