基于锁相环的感应加热电源控制策略研究

基于锁相环的感应加热电源控制策略研究

0锁相控制策略不能保证变压器工作状态由于振动源适应性强、易于实现短路保护，联合激励补偿广泛应用于低频和超低频加热电源中。逆变器有三种工作状态:感性状态、容性状态、完全谐振状态。完全谐振状态是逆变器的一种理想工作状态,但是,在实际应用中,由于重叠时间、阻容吸收、器件的开通关断时间等因素的影响,完全谐振的逆变状态是很难实现的。若并联谐振型逆变器工作在感性状态下,功率器件会因尖峰电压而损坏,同时为了保证负载有较高的功率因数,并联谐振型逆变器应工作在小容性状态下。然而,目前普遍应用的锁相控制方法虽然可以实现逆变器小容性工作状态控制,但是当负载频率变化较大或更换负载时,负载的功率因数角也会变化。因此,该控制方法不能实现定角控制且不能保证逆变器工作状态控制在最佳状态。本文对锁相控制原理进行研究分析,提出了一种新的锁相控制方法,实现了定角控制。1锁相环点系统结构并联谐振型逆变器的逆变控制电路是以锁相环(PLL—phase-lockedloop)为核心构成的,锁相环电路主要由鉴相器(PD-phasedetector)、低通滤波器(LPF-lowpassfilter)、压控振荡器(VCO-voltage-controlledoscillator)3部分组成,如图1所示。锁相环是一个相位反馈控制系统,其特点是实现对输入信号频率和相位的自动跟踪。其工作原理为:通过鉴相器把已采集的负载电压信号与压控振荡器输出信号的相位进行比较,产生对应两个信号的误差信号电压,并被加到低通滤波器的输入端。低通滤波器是一种由电阻和电容组成的线性系统,其作用是滤除误差信号电压中的高频干扰电压,保证锁相环具有较好的动态性能,并且提高系统的稳定性。低通滤波器的输出信号加到压控振荡器的输入端,使压控振荡器的输出信号频率向输入信号频率靠近,从而达到锁相环路输入输出信号同频的目的。2相、相位补偿电路目前广泛使用的锁相控制系统框图如图2,主要由锁相电路、相位补偿电路、重叠时间形成电路、他激转自激电路、驱动电路等组成。锁相环的输入信号一路为采集的负载谐振电压,另一路为压控振荡器的输出信号。2.1相位补偿设置在热态负载由于电压采样、隔离驱动、逆变器功率器件的开通与关断都需要时间,因此鉴相器输入信号不能表征负载电压电流的相位关系,并且在实际工作中,当负载为导磁材料时,其导磁率与磁场强度和温度有关。当磁场强度为一定值时,导磁率与温度成反比关系,且在居里点附近变化频繁。当磁性负载从冷态被加热到热态过程中,负载导磁率下降进而引起负载与线圈耦合电感减小、负载谐振频率上升。锁相控制方法中反馈回路中的相位补偿电路虽可使逆变器工作在小容性状态,但由于相位补偿环节为固定延时,当负载频率变化时,负载的功率因数角将随之变化。频率下降时功率因数角减小;频率上升时功率因数角增大。若相位补偿电路的补偿时间按较低负载频率设置,则负载谐振频率上升会引起负载功率因数角增大、逆变器效率降低;反之,当负载谐振频率较低时,负载功率因数角较小,逆变器的工作安全性降低。因此,目前应用的锁相控制中的相位补偿电路只能对某一频率进行固定延时补偿,无法在负载谐振频率变化时实现对负载功率因数的定角控制。2.2基于动态相位补偿的锁相控制策略当负载谐振频率变化时,并联谐振型逆变器的锁相控制方法不能实现负载功率因数角的恒定控制。针对这一缺点,本文提出一种改进的锁相控制方法。控制系统框图如图3所示。改进的锁相控制方法是在传统控制电路的基础上,由动态相位补偿电路代替广泛采用的固定延时相位补偿电路。在负载频率变化时能够快速调节负载功率因数角,从而提高锁相环节的控制精度和动态性能。鉴相器的输入信号取自负载的电压和电流信号,若电压互感器和滤波器的参数设计合理,可以完全表征负载电压与电流的相位关系。此锁相控制方法在逆变器负载动态变化的过程中,既实现了对频率的快速跟踪,又实现了功率因数角的恒定控制,保证了逆变器工作在小容性状态下。3模拟模型的构建与模拟分析的分析本文利用Matlab/Simulink建立了主电路和控制电路模型,并对定角控制原理进行了仿真,使逆变器工作在小容性状态。3.1锁跟踪控制模块锁相控制模块如图4所示。在该模块中,由异或门鉴相器、低通滤波器、压控振荡器VCO构成锁相环。3.1.1负载侧不同频率的输出波形相位检测电路如图5所示,异或鉴相器的输入信号是取负载侧的电压和电流信号,并经过过零检测。频率和相位锁定后的输出波形如图6所示。图5中由Rf和Cf组成RC滤波器,其作用是滤除掉信号中的高频分量。3.1.2pi模块的工作过程首先取负载侧电压和电流,电压信号经过过零检测后直接进入鉴相器,电流信号经过延时模块后再经过过零检测进入鉴相器,此延时模块的时间参数是由压控振荡器VCO输出的频率决定的。电流信号与电压信号进入鉴相器后,先由低通滤波器滤波,再经过加法器与代表90°的固定值0.5进行比较,最后经过PI模块进行积分。当逆变器达到谐振状态,鉴相器输出波形占空比是50%,PI模块输出稳定。当系统失谐后,鉴相器输出波形的占空比发生变化,PI模块的输出逐渐上升或者逐渐下降,进而控制压控振荡器VCO的输出频率变化,同时使逆变器的频率也发生变化,实现逆变器的频率自动跟踪。当逆变器的开关频率和负载的固有频率重新一致时,逆变器再一次达到谐振状态,PI模块的输出重新稳定,最后通过压控振荡器VCO产生新的逆变器驱动脉冲,逆变器也将随之达到新的稳态。由于逆变器刚开始工作时没有反馈信号,所以该模块中加入了他激转自激电路。他激起始频率为23kHz(可调),当电压检测回路检测到负载电压大于某一设定值时,通过他激转自激电路切换,电路进入频率跟踪状态。3.2负载频率突变基于此仿真模型,对并联谐振型逆变器进行了全过程的定角控制仿真。总体仿真时间为0.006s,仿真电路负载参数在0.004s发生变化,以模拟加热过程中负载频率突变。图7为改进的锁相定角控制时负载电压和负载电流的仿真波形。图7(a)中负载频率为19.318kHz,负载功率因数角为16.4o,图(b)中负载频率为20.238kHz,负载功率因数角为16.28o,其变化率为0.7%,负载功率因数角基本不变,定角控制电路能够使负载电流在不同的工作状态下始终保持超前负载电压一恒定角度。其中方波为电流波形,正弦波为