电压型pwm整流器直接功率控制

电压型pwm整流器直接功率控制

1控制策略分析vm全流器具有双向能量流动、稳定直流电压控制、低波形输入电压和高矩阵方程（通常接近1）的优点。广泛应用于单位矩阵治理、滤波、无源滤波、交流传动等流量控制。PWM整流器控制策略有多种,现行的控制策略有直接和间接两种电流控制方案,这两种电流控制策略需要复杂的算法(由DSP或多片单片机实现)和调制模块。由于电压型PWM整流器直接功率控制系统具有更高的功率因数、低的THD、算法及系统结构简单等优点,成为国内外学者研究的热点。DPC系统中功率滞环比较器滞环宽对系统的性能产生一定的影响,为降低开关频率、减少损失,需提高滞环宽,则易引起瞬时有功功率和直流电压的波动,至今尚未解决。对此,提出了一种设置扇形边界死区,消除在扇形边界误选开关量现象,使瞬时有功功率和直流电压波形趋于平稳的控制策略。通过对Simulink环境下的仿真模型仿真,证明了该策略的可行性。2三相功率计dpc系统的原理2.1相电压型dm整流器的数学模型三相电压型PWM整流器主电路如图1所示,图1中ua,ub,uc为三相对称电源电压;ia,ib,ic为三相线电流;Sa,Sb,Sc为整流器开关管的开关信号,Sj(j=a,b,c)=1(上桥臂开关管导通,下桥臂开关管关断),sj=0(下桥臂开关管导通,上桥臂开关管关断);Udc为直流电压;R,L为滤波电抗器的电阻和电感;C为直流侧电容;RL为负载;Ura,Urb,Urc为整流器的输入电压;iL为负载电流。对于交流侧应用KVL,由图1可得Lddt[iaibic]=[uaubuc]-R[iaibic]-[uraurburc]Lddt⎡⎣⎢iaibic⎤⎦⎥=⎡⎣⎢uaubuc⎤⎦⎥−R⎡⎣⎢iaibic⎤⎦⎥−⎡⎣⎢uraurburc⎤⎦⎥或L(di/dt)=u-Ri-ur(1)其中ura=SaUdc+UONurb=SbUdc+UONurc=ScUdc+UON另外,对直流侧应用KCL,由图1可得C(dUdc/dt)=idc-Udc/RL(2)其中idc=Saia+Sbib+Scic式(1)、式(2)即为三相电压型PWM整流器在ABC坐标系下的数学模型。遵守功率不变的原则,将ABC坐标系下的系统变换到αβ两相静止坐标系统中。经3/2正交变换后,三相电压型PWM整流器在αβ坐标系下的数学模型为Lddt[iαiβ]=[uαuβ]-R[iαiβ]-[urαurβ]Lddt[iαiβ]=[uαuβ]−R[iαiβ]−[urαurβ]或L(di/dt)=u-Ri-ur(3)CdUdcdt=idc-iL=(iαSα+iβSβ)-iL(4)CdUdcdt=idc−iL=(iαSα+iβSβ)−iL(4)Sα=1√6(2Sa-Sb-Sc)Sα=16√(2Sa−Sb−Sc)Sβ=1√2(Sb-Sc)Sβ=12√(Sb−Sc)考虑到三相对称系统,有uON=0,urα=SαUdc,urβ=SβUdc。式(3)、式(4)为三相电压型PWM整流器在αβ坐标系下的数学模型。2.2快速跟踪的识别方案电压定向直接功率控制(VO-DPC)系统组成有传感器和无传感器两种方案,无电压传感器方案由于功率估算受到电流微分及开关量的影响,影响系统的性能;参考文献采用有传感器方案,系统获得了优良性能。综合考虑采用有传感器方案如图2所示,图2中略去了R的影响,采用电压外环、功率内环结构。电压外环起到快速跟踪给定电压的作用。瞬时功率根据检测到的电压ua,ub,uc和电流ia,ib,ic进行计算,得到瞬时有功和无功功率的估算值p、q及三相电压ua,ub,uc在固定αβ坐标系中的uα,uβ。p和q与给定的pref和qref比较后送入功率滞环比较器输出Sp,Sq开关信号,pref由直流电压外环设定,qref设定为0,实现单位功率因数。uα,uβ送入扇形选择器输出θn信号。根据Sp,Sq,θn在开关表中选择所需的Sa,Sb,Sc,去驱动主电路开关管。2.2.1环宽hpp=u·i=uαiα+uβiβ(5)q=|u×i|=uβiα-uαiβ(6)Sp,Sq按下列规则确定Sp={1p＜pref-Ηp0p＞pref+Ηp(7)Sp={10p＜pref−Hpp＞pref+Hp(7)Sq={1q＜qref-Ηq0q＞qref-Ηq(8)Sq={10q＜qref−Hqq＞qref−Hq(8)式中:Hp,Hq为有功和无功功率滞环比较器的环宽;Hp,Hq决定了功率控制精度,亦决定了整流器的开关频率。2.2.2电源矢量的表现开关表是根据式(7)、式(8)及u的位置确定DPC系统所需的ur,即Sa,Sb,Sc的取值。ur为离散值U0,U1,…,U7,其值由Sa,Sb,Sc及Udc决定,即SaSbSc=000～111对应于U0～U7,即U0(000),U1(001),U2(010),U3(011),U4(100),U5(101),U6(110),U7(111)。分布如图3所示,其值为|ur|={√23Udc(U1∼U6)0(U0或U7)(9)|ur|={23√Udc0(U1∼U6)(U0或U7)(9)为实现电源电压空间矢量位置的选择,由uα,uβ确定U的幅角θ=arctanuβuα,根据θ确定U的位置。为优化整流器输入电压矢量,把输入空间分为12个扇区,如图3所示,θn由式(10)确定。(n-2)π6≤θn≤(n-1)π6n=1,2,⋯‚12(10)下面从电流矢量逼近电压矢量角度对开关表的形成机理予以分析。由式(1)、并略去R的影响,得Ι=Ι0+1L∫t0(U-ur)dτ(11)设电源电压矢量U处在1扇区(见图3),电流矢量I滞后于U,给定电流Ir与U同相位;此时,Sp=1(p小),Sq=0(q>0)。由于I0=I,为使电流矢量逼近Ir,由式(11)可知,需选择U5,使I沿着U-U5方向逼近Ir,选择SaSbSc=101,即ur=U5。由图3可知,U5既可减少q,又可增加p;但无功功率调节能力强,有功功率调节能力弱。其他扇区情况也可按此分析,从而得到VO-DPC系统开关表见表1。表1中设置了零空间矢量,是为了减少开关通断次数及使负载与电源不进行能量交换,如Sp=Sq=1时。3误差对系统的影响滞环比较器的滞环宽度影响瞬时功率的控制精度。若滞环宽度小,控制精度高,导致主电路开关管开关频率变高,开关损失大;若滞环宽度大,控制精度低,开关频率低,开关损失小。从系统运行性能看,希望在控制精度允许的范畴内,提高滞环宽度,降低开关频率;但易引起瞬时有功功率、直流电压的波动,对系统负载运行不利。图4为三相电压型PWM整流器直接功率控制系统(见图2)在MATLAB/Simulink环境下的交流电压和交流电流、直流电压和瞬时功率的仿真曲线。仿真参数为:Ua=Ub=Uc=85V,电源频率f=50Hz,L=4mH,R=0.1Ω,C=2200μF,RL=10Ω,Udcref=200V,ILN=20A,H=100。由图4b、图4c可以看出,直流电压和瞬时功率出现了波动。若取H=50,则直流电压和瞬时功率波动变小,但开关频率变高(仿真曲线略去)。出现瞬时有功功率、直流电压波动的原因分析如下:由图3及表1可知,当系统工作于扇形边界时,极易产生误选开关量现象;如θ1和θ2扇形边界处(θ=0°),对应于Sp,Sq的组合有两组开关量可供选择,即101,111,101,100和111,111,100,110,若在θ1域内的边界处误选θ2域对应的开关量,会导致瞬时有功功率得不到及时调节。当滞环比较器的滞环宽度比较小,开关频率比较高时,误选开关量的影响时间极短,对系统的影响很小,可予以忽略。当滞环比较器的滞环宽度比较大,开关频率比较低时,被误选开关量的影响时间变长,同时对调节用有功功率和无功功率不利;由于表1具有无功功率调节能力强,有功功率调节能力弱的特征,则对有功功率调节产生较大影响,使瞬时有功功率波动,导致直流电压波动,对负载运行不利。4基于dpc系统开关量的方法为抑制由降低开关频率、增大滞环宽度时,扇形边界对系统的影响,提出设置扇形边界死区的控制策略,即在每一个扇形边界±Δθ范围内设置死区,死区内开关量统一取为000或111(零空间矢量),可消除扇形边界的影响。为实施该控制策略,可修改DPC系统开关表,在每一扇形边界±Δθ范围内设置000或111,即得到设置扇形边界死区DPC系统。Δθ取的过大,对系统影响更大;取的过小,不能抑制边界的影响。图5给出了Δθ=±0.5°时的仿真曲线,其仿真参数同前。从仿真结果可以看出,消除了扇形边界的影响,瞬时有功功率和直流电压波形与图4相比,得到了明显的改善,直流电压有所提高。5dpc系统的特点1)根据电压型PWM整流器DPC系统的组成和原理,从电流矢量逼近电压矢量角度分析了开关表的形成机理,得出按表1实施功率控制,DPC系统具有有功功率调节能力弱,无功功率调节能力强的特点。2)为降低开关频率、减少损失,需增大功率滞环比较器的