基于第四飞跨电容辅助桥臂的电压闭环控制方案

基于第四飞跨电容辅助桥臂的电压闭环控制方案

0电流源变流器点平衡技术目前，国际上正在研究超过10mw的大型直驱风电变换系统。该系统主要适用于海上风电站。与双馈感应发电机(DFIG)系统相比,永磁直驱风电系统省去了变速箱,系统的可靠性和效率大大提高,而且更容易实现低电压穿越(LVRT)。但是由于10MW功率等级很高,传统的690V/960V低压变换方案已经不适用,因此当前研究重点主要集中于中高压领域［１－５］。对于如何实现一个10MW及以上等级的中高压功率变换系统,国际上相继提出了一些具体的技术方案,主要包括三类。1)在10kV以内的中压领域,采用中点钳位(NPC)多电平背靠背变流器方案。为了较好解决传统三电平(简称3L)和五电平(简称5L)变流器固有的电容中点平衡问题,一些文献提出了基于多相发电机或升压变压器开路绕组(openwinding)+多电平NPC或H桥的变流器拓扑［１，６］。但是受到功率半导体器件(例如绝缘栅双极型晶体管(IGBT))电压和电流等级的限制,目前单一的3L和5L变流器的容量都无法达到10MW以上等级的需求,除非采用变流器并联技术或器件并联技术,这使得整个变流装置的结构和控制技术变得比较复杂,大大影响了装置的可靠性。2)在10kV及以上高压领域,有些文献研究一种基于多相永磁同步发电机(MPPMSG)正交绕组+有源二极管整流器和级联H桥逆变器的风电变换方案［２－３］。这种技术有效利用了级联H桥逆变器的优点,即模块化的结构以及阶梯波合成方式带来的高变换效率,同时通过发电机多绕组连接有源整流器的设计提供了级联H桥逆变器所需要的隔离直流电源。但是,这种方法也存在一些缺点,例如整个变流器需要数量较多的有源开关和直流电容器,体积和成本较高;其次,由于采用发电机的相绕组来整流,因此严重的三次谐波问题需要在控制中加以解决;第三,由于发电机侧整流器必须维持H桥逆变器的隔离电压的稳定,因此发电机的变速控制必须通过H桥逆变器侧的控制来完成,这样就在速度闭环内引入了大的直流环节,使系统的动态响应能力受到影响。3)国际上还提出了把单机机组通过高压直流(HVDC)母线并联构成海上风电场的技术方案［４－５，７］。这种方案利用高压直流母线来传输功率,使风电机组机舱内的背靠背变流器结构(即AC-DC-AC)简化为AC-DC结构,而且省去升压变压器,有利于提高系统整体效率和可靠性。而在HVDC输电领域,传统采用的基于晶闸管的电流源变流器(CSC)技术存在谐波很大和逆变颠覆等问题,故新型基于全控开关的电压源变流器(VSC)技术在轻型HVDC系统中的应用得到了普遍的重视［８］。本文针对现有具有轻型HVDC传输线的海上风电变换方案的缺点,提出了一种改进的具有飞跨电容辅助桥臂的三电平中点钳位(3L-FC-NPC)逆变器的拓扑结构,仿真分析和实验验证了所提出的控制方案的有效性。1hvdc风电系统拓扑的研究本文提出了一种具有轻型HVDC传输线的海上风电变换方案,如图1所示。这种方案的主要特点是在海上风电机组的机舱内采用多相永磁同步发电机产生隔离的三相绕组,它们分别连接直流侧串联的单极性Vienna整流器单元来实现高压整流(AC-DC);相似的原理,在岸上变电站中则采用多相变压器提供隔离的三相绕组并分别连接直流侧串联的双向电压源逆变器(VSI)单元来实现高压逆变(DC-AC)。这种方案的主要优势是通过标准结构的VSC单元串联来产生高压直流,从而可以灵活配置系统的电压等级和容量;在控制上,只需要满足各个串联单元输出功率的均衡,就能维持各串联段直流电压的平衡。拓扑结构比较复杂的DC-AC逆变器被移到岸上变电站内,因此降低了对装置安装空间的要求,提高了装置配置的灵活性,同时对逆变器装置的维护也更方便和及时。针对图1所示方案,如何设计出高可靠性、高效率和低谐波的网侧高压逆变器是目前研究的重点之一。电网侧的VSI单元常用的电路拓扑有2L逆变器、NPC多电平逆变器、飞跨电容(FC)多电平逆变器和级联H桥多电平逆变器等,但是从效率、成本和电容中点平衡控制的难度方面进行折中考虑,3L-NPC逆变器是比较适用于图1所示HVDC风电系统的电路拓扑。因为飞跨电容多电平逆变器需要数量较多的电容器而很少在实际中应用,而级联H桥逆变器同时需要多个隔离直流电源,因此也不适合在HVDC系统中应用［９－１０］。相对于2L逆变器,3L-NPC逆变器不仅在耐压等级、有源开关和无源器件数上具有明显优势,同时其谐波性能和损耗性能(特别是开关损耗)也大大优于2L逆变器;而相对于5L-NPC逆变器,3L-NPC逆变器所需钳位二极管数目较少,同时需要平衡的电容中点仅为1个,而不是3个。这样3L-NPC逆变器进行中点平衡控制的附加开关电路或软件算法较5L-NPC逆变器简单,因此在损耗和成本方面具有折中优势［１１－１３］。3L-NPC逆变器的中点不平衡主要是由调制方式引起的,其主要表现在中点电压直流漂移和中点电压三次脉动两个方面［１４］。针对这两个问题,目前通常采用硬件或软件的方法来抑制。软件的方法一般是通过修改调制策略来实现。文献详细对比分析了传统的占空比调整法、中矢量消除法和中矢量合成法。但是这些方法对中点电压三次脉动的抑制效果都受制于负载的功率因数和调制度,功率因数越低,调制度越高,效果越不明显。同时引起中点电压直流漂移的原因还有功率波动、死区、谐波和开关频率等因素。而这些方法所能提供的最大的平衡电流的幅值同样要受到负载相角和调制度的约束,特别是在负载相角为90°附近时几乎失控。此时仅靠变流器自身无法实现平衡,需要引入强制平衡的方法,即硬件的方法［１５］。文献通过增加辅助桥臂来控制3L-NPC逆变器的中点平衡,这两种拓扑方案比较适用于本文研究的HVDC风电变换系统。其中,文献提出的方案是通过增加一个NPC辅助桥臂和一个与电容中点串联的电抗器来实现对中点平衡的控制,但是由于NPC辅助桥臂在使用中间电平O时,电流将在辅助桥臂和电容中点之间的续流二极管中流动,并不注入电容中点,这会造成控制上的一种非线性问题。因此,文献中实际上只用了P和N两种开关状态,而未采用中间电平O,但这样就等同于把一个NPC辅助桥臂简化成两电平来使用,未能利用三电平的优势。文献中推荐了一个第四飞跨电容辅助桥臂的技术方案,并将第四桥臂的中点直接与三相3L-NPC逆变器直流母线中点相连。虽然此结构可以省掉滤波电抗器,拓扑比较简单,但是第四桥臂的控制只采用O１和O２两个中点状态,无论是逆变器工作在高功率因数还是低功率因数下,中间两个开关管必须要承受与相电流等幅的脉动电流,在开关频率下会造成较大的损耗。针对现有方案的缺点,本文提出另一种四桥臂3L-NPC逆变器拓扑,主要是通过增加一个飞跨电容辅助桥臂和一个滤波电抗来实现对3L-NPC逆变器直流母线中点的强迫平衡。下文将对这种新型四桥臂拓扑方案的换流原理和中点平衡控制方法进行讨论。23第四桥臂工作原理3L-FC-NPC逆变器的电路原理如图2所示。图中L和R为滤波电抗的电感和电阻,C为直流母线电容,iＬ为滤波电感电流,iｎｐ为3L-NPC逆变器产生的中点不平衡电流,u０和u１则为两个电容电压,u２为飞跨电容CＦ的电压。对于第四桥臂,假设电感电流iＬ瞬时方向如图3所示,那么在它的4个开关状态P(S１=on,S２=on,S３=off,S４=off),N(S１=off,S２=off,S３=on,S４=on),O１(S１=on,S２=off,S３=on,S４=off)和O２(S１=off,S２=on,S３=off,S４=on)下,电流的路径如图3所示。根据图3所示,可将第四桥臂的工作原理阐述如下。从图3中可以看出,在第四桥臂处于P状态和N状态时,滤波电感L的两端会产生极性相反的外激励电压,该电压可以控制电感电流iＬ的增加和减小。在O１状态和O２状态下,第四桥臂可以产生方向相反的电流通过飞跨电容CＦ,因此,这两种状态可以用于维持CＦ的电压u２的平衡。如果CＦ的电压u２始终维持在直流母线电压的一半Uｄｃ/2,则滤波电感L和直流母线电容C之间只有自由振荡,而无外激励电压(假设电容C两端电压u０和u１均围绕Uｄｃ/2波动)。通过以上分析可知,在一个开关周期内,通过P状态和N状态的占空比(dＰ和dＮ)的控制可以用于维持O点的电位平衡;而通过O１状态和O２状态的占空比(dＯ１和dＯ２)控制可以用于维持CＦ的电压平衡;P和N与O１和O２之间的占空比分配比例D可以限制电感L内的纹波电流。根据平均值等效原理,第四桥臂可以采用式(1)—式(3)电路方程来描述。式中:k和k′分别为两个占空比分配归一化系数;-1≤k≤1;-1≤k′≤1。式中:令uｄ=1/(2UｄｃDk);最后一个式子可简化为2Cdu０/dt=iＬ-iｎｐ。在中点O电位平衡的情况下,并且飞跨电容CＦ电压u２被控制在Uｄｃ/2时,根据直流母线电压Uｄｃ、第四桥臂的开关频率fｓｗ、P和N的占空比之和D以及最大允许纹波电流峰—峰值ΔI可推导出滤波电感L的设计方程如下:滤波电感L承受的电流等于3L-NPC逆变器产生的中点不平衡电流iｎｐ,其幅值与调制度m和功率因数σＰＦ相关［１４］。当m=1,σＰＦ=0时,不平衡电流iｎｐ的幅值达到最大值(等于3L-NPC逆变器的相电流幅值),而其波形为3倍基波频率的近似三角波,此时失衡问题是最严重的,因此下文主要针对这种情况来讨论平衡控制问题。另外,在这种情况下,由于飞跨电容第四桥臂的工作电流最大,故其损耗也比较大。但是,需要指出的是,对于一个应用于风电系统的逆变器,在大部分时间内其都工作于较高的功率因数下,因此飞跨电容第四桥臂的引入不会造成变流器整体效率的明显下降。33电流来丰富的情况从式(2)和式(4)可知,第四桥臂提供了一个受控电压源,通过控制滤波电抗器内的基波电流来抵消3L-NPC逆变器产生的中点不平衡电流,从而抑制直流母线电容电压的脉动和漂移。从偏差反馈控制系统的构成来分析,有两个状态量可以实施反馈,即直流电容电压u０和电感电流iＬ,且系统模型为典型LC二阶系统。下文将就几种典型的控制方案进行讨论。3.1开环传递函数的推导该系统直接反馈直流电容电压u０,通过传统PI控制来维持输出电压u０的稳定。图4给出了其控制系统框图。根据上述系统框图,可以推导该控制系统的开环传递函数为:由于控制闭环中典型的二阶LC谐振单元的存在,上述控制器的稳定裕量决定于滤波电抗的串联等效电阻R。由于大功率滤波电抗的R比较小,因此上述控制系统不能采用大的开环增益,从而减弱了对iｎｐ扰动电流的抑制能力。3.2采用电流内皮来加电压开环传递函数为了克服SVCL-PI的问题,在电压外环的基础上可以把滤波电抗电流iＬ进行反馈构成一个内闭环,来改善控制系统的稳定性。图5给出了其控制系统框图。为了较好地削弱iｎｐ的影响,引入一个iｎｐ的前馈到控制方框图中,该前馈采用了估计值i＊ｎｐ,它可以通过3L-NPC逆变器侧空间矢量调制器(SVM)的开关矢量及其占空比,以及iａ,iｂ和iｃ电流检测值计算出来。图5系统的电压开环传递函数如下:可见,采用电流内环会在DCL系统的电压开环传递函数中增加一个有源阻尼系数kｐｐ′=kｐｐD,这有利于提高系统的稳定裕量,从而可以使电压开环传递函数获得较高的增益,从而抑制iｎｐ扰动电流的影响。DCL的方法控制性能优越,但是需要一个大电流测量的传感器,增加了系统的复杂度、成本及可靠性。3.3准振幅cr控制器由于3L-NPC并网逆变器产生的中点不平衡电流具有固定的特征频率,即三倍工频频率(150Hz)。PI控制器在固定频率处的增益为有限值,只能对直流量实现无静差调节,而在对交流量进行调节时无法提供足够的幅值增益和相位增益,考虑到谐振控制器在其谐振频率处的增益趋于无穷大,因此可以在PI调节器的基础上加入谐振控制器,以期在特定频率处获取足够的幅值增益和相位增益,实现对特定频率信号的控制［１６］。但是实际上理想的谐振控制器难以实现,可以采用一种准谐振(QR)控制器:式中:ω０为工频角频率;ωｃ为特征角频率。因此本文提出采用比例—积分—谐振(PIR)控制器。其中积分环实现对中点电压直流漂移的调节,谐振环实现对三次脉动信号的抑制。图6给出了采用PIR调节器的单电压闭环控制系统框图。在图6中除了PIR控制器外,系统中还增加了一个惯性环节。由于采用QR控制器后系统的稳定裕度不够,因此通过一个惯性环节来使系统维持稳定。图6所示系统的开环传递函数如下:根据上述式(5)、式(8)绘制出的波特图如图7所示,据此可说明PIR控制器的原理。图中的绿线表示采用PI控制器的系统开环波特图,蓝线表示增加了谐振环节的PIR控制器的系统开环波特图(系统参数见附录A表A1)。二阶LC系统有一对共轭极点,这造成在幅频曲线上76Hz处有一个谐振峰;而在相频特性上,谐振频率处的相位降到接近-180°(但不穿越-180°线)。而PIR控制器则提供了另外一对共轭极点,因此在幅频特性的150Hz处产生一个新的谐振峰,并造成相频曲线发生阶跃并穿越-180°线。但是由于谐振控制器会为系统提供一定的相位增益,所以其在谐振频率76Hz和三次脉动频率150Hz之间具有比PI调节器较大的相位裕度。QR控制器的ωｃ对于系统的稳定性有一定的影响,选择较大的ωｃ会削弱150Hz处的增益,影响到对扰动的抑制能力,但是却可以增加相角裕量,提高系统稳定性。附录A图A1给出了PIR的数学实现,它可以通过差分递推方程来实现。4电流扰动下的动态特性根据上文给出的控制原理,本文搭建了一个实验系统,并通过仿真和实验对三种不同控制策略进行了验证。系统的电路参数如下:C=2200μF,R=0.1Ω,L=2mH,Uｄｃ=200V,D=0.6;各种控制方案的调节器参数见附录A表A1。其中控制参数选择的原则是使电压开环传递函数具有30°相角裕量。图8分别给出了三种控制策略下A相电流、脉动电流iｎｐ、滤波电感电流iＬ和两个直流母线电容电压u１和u０的仿真波形。从图8中可以看出,SVCL-PI控制对不平衡电流的跟随能力最差,稳态时电容电压脉动较大,反映了其有限的电压增益。DCL控制的动态响应速度最快且稳态时电容电压脉动几乎为0。因为其电流内环提供了足够的系统阻尼,可以大大提高电压外环增益,同时扰动电流前馈更增强了系统抑制电压脉动的能力。SVCL-PIR控制也具有较好的扰动电流跟随能力,且稳态时的电容电压脉动同样几乎为0。但是为了保证系统具有足够的稳定性,必要的阻尼必须被采用,这使得其在150Hz处的增益受到了抑制,一定程度上限制了其抗扰能力,造成其动态响应较慢。附录A图A2给出了系统的实验平台和实验波形。