三电平中点钳位型电压型逆变器控制策略

三电平中点钳位型电压型逆变器控制策略

0电平nb电压型变压器的基本工作原理电压源采用三种电压缩差结构，与两电压延伸结构相比具有一些优点。例如，它可以解决开关管的功率和抗压能力的限制，并实现高电平换换器。该变换器是一种中间钳（nb）变换器，nb三平结构是一种广泛使用的三平结构形式。目前三电平结构已经广泛运用于大功率交流传动、高压直流输电等领域。空间矢量脉宽调制算法(spacevectorpulsewidthmodulation,SVP-WM)因为属于计算密集型算法,易于数字化实现,直流电压利用率高,具有明显的优势,已成为三电平NPC电压型逆变器的主要调制算法之一。在三电平NPC电压型逆变器的实际运行中,三相交流负载不平衡或者三相变压器及交流滤波器参数不平衡等情况较为常见。三电平NPC电压型逆变器一般采用三相三线制,在这种不平衡负载条件下,将产生三相不平衡负载电流,若只考虑基波分量,由于无中线的引出,零序电流没有通路,所以只产生负序电流。在负序电流的作用下,负载电压也将不对称,如果依然沿用传统的控制策略,变换器输出的不对称畸变电压有可能使所接的电力设备因过压而造成损坏。于是各种控制策略提出用来进行电压波形的修正。其中将正序负序电压分量分离,然后分别在正向旋转的同步坐标系和负向旋转的同步坐标系中分别进行PI控制,可以达到较好的动态性能。而分离正序负序分量的方法有低通滤波器法、陷波器法、延迟信号撤销法(delaysignalcancel,DSC)等。其中DSC算法在分离正、负序分量时性能较优,所以本文采用DSC方法。考虑到三电平NPC电压型逆变器在运行时,负载电流通过中点流入电容中,使电容电压分压不均,造成中点电位波动。而这种波动在不平衡负载条件下将恶化,这主要是负序电流的加入造成的。本文分析了负序电流引入后对中点电位波动的影响,找出了控制1个开关周期内冗余小矢量的作用时间对中点电位调整能力的边界。同时建立了控制中点电位的SVPWM算法。1时空矢量uref的计算三电平NPC电压型逆变器主电路结构如图1所示。图中,Udc为直流电压;C1和C2为支撑电容,其上电压分别为UC1和UC2;iNP为中点电流;输出分为a相、b相、c相,输出电流为ia、ib和ic。定义开关变量Sa代表A相桥臂的输出状态,则A相电压为SaUdc/2,其中Sa有1、0和-1共3种状态,同理定义b相和c相,则空间矢量U的定义为因此三电平NPC逆变器可以输出4类共27个基本矢量,具体可分为大矢量、中矢量、小矢量和零矢量。对于一个给定的参考电压矢量Uref,可以用相邻的3个空间矢量来合成,根据伏秒平衡原理,可以得到每个矢量作用时间,从而确定矢量发送序列。下面以第1扇区来具体计算,如图2所示,第1扇区可分为4个区域,有2个大矢量U1和U2,1个中矢量U12,2个P小矢量和2个N小矢量。其中,U1P和U1N大小方向相同(图中,PPO、OON等代表矢量合成位置),合称为U1PN;U2P和U2N大小方向相同,合称为U2PN;此外还有零矢量U0。假设参考矢量Uref位于第3区域,则Uref由矢量U1PN、U2PN和U12进行合成式中:t1、t2、t3分别为矢量U1PN、U2PN、U12的作用时间;Ts为控制周期。同理在第1扇区的其他区域也可以对合成矢量的作用时间进行计算,得到计算结果如表1所示,t1、t2、t3按照先零矢量,然后小矢量,再大矢量,最后中矢量的顺序排列。其中,|Uref|为参考电压的幅值;θ为参考电压的相角;为调制比。发送序列选择N小矢量为起始矢量。2带不平衡负载模控制器设计常规的三电平NPC电压型逆变器的控制方法为基于开关函数法和状态空间模型的电流电压双闭环控制。设坐标变换T和旋转坐标变换R(ωt)分别为:则通过变换后系统模型为式中:iLd、iLq为旋转坐标系下滤波器电感电流;id、iq为旋转坐标系下负载电流;uCq、uCd为旋转坐标系下滤波器电容电压;u1q、u1d为旋转坐标系下逆变器输出电压;ω为同步旋转角速度;L和C为滤波器电感和电容值。采用前馈电流解耦控制后控制方程为式中:Kp和Ki为PI控制参数;s为微分算子;i*Ld和i*Lq为控制给定值。当逆变器带不平衡负载时,若依然采用上述控制,则输出电压将不平衡。为了达到较优性能,需要调整控制策略。考虑到输出电压中的负序分量通过旋转坐标R(-ωt)变换后成为直流量,这时通过PI控制可以抑制负序分量。故首先采用DSC方法在两相坐标系下实现正负序分量分离,算法离散化后的表达式为式中:uαβ为两相坐标系下的相电压;uαβ,P、uαβ,N为两相坐标系下的相电压正序和负序分量;n为采样频率和基波频率之比。之后PI控制输出再通过旋转坐标R(2ωt)变换到正方向旋转坐标系下对正序分量进行补偿,从而最终达到逆变器的输出电压波形修正的目的。系统的控制框图如图3所示,图中,uref,d为d轴电压参考;u′α和u′β为空间矢量算法输入。3中点电位负偏移补偿原理上节中对电压波形修正的方法,是通过引入更多的负序电流实现。所以通过这种控制后负序电流将增加。下面分析负序电流对逆变器带来的影响。三电平NPC电压型逆变器采用支撑电容和二极管箝位结构,根据前述SVPWM调制方法,当中矢量、小矢量作用时将导致iNP不为0,引起中点电位的波动。假定逆变器带不平衡负载,ia、ib和ic三相不对称,因为没有中线,所以只存在负序分量。负序与正序分量有效值的比值定义负序不平衡因数kn为基于此定义,可以得到三相负载电流统一表达式i为式中:φ为功率因数角;I为正序电流分量有效值。考虑到开关周期远远小于基波周期,在一个开关周期内,假设电流的幅值和相位保持不变。下面以第一扇区为例来具体分析中点电位波动,当参考矢量位于区域1时,由U0、U1PN和U2PN进行合成,设k1、k2为控制因子,用以调节U1P、U1N矢量对和U1P、U1N矢量对的作用时间,则根据前面所计算的矢量时间,可得中点注入总电荷ΔQ1为设为等效控制电位能力因子,用来描述对中点电位的补偿能力。在一个开关周期内,ΔQNP1存在最大值ΔQNP1,max和最小值ΔQNP1,min,这两个数值分别对应了当中点电位发生负偏移和正偏移时,中点控制能够平衡中点电位的最大能力。现假设中点电位负偏移,需要分析ΔQNP1,max,而当参考矢量位置和大小固定以后,例如参考矢量位于区域1,θ=π/6,m=0.4。此时ΔQNP1、φ、kn、k1和k2的函数现计算在不同kn和φ下,改变k1和k2得到的ΔQNP1,max,结果如图4(a)所示。取0<φ≤2π,0<kn≤1。类似分析可以得到当参考矢量位于第1扇区的其他3个区域时,中点电位注入的总电荷量为式(12)~(14):式中,k3~k6分别为各自扇区的控制因子,同样计算在不同kn和φ下,改变控制因子得到的ΔQ1、ΔQNP2,max、ΔQNP3,max和ΔQNP4,max的值,结果如图4(b)~(d)所示。从图4可以看出如下几点:(1)kn和φ对各区域等效控制电位能力因子最大值ΔQNP,max有较大影响;(2)随着kn的增大,ΔQNP,max有可能增大或者减小,这取决于φ的大小;(3)第2、3和4区域都存在ΔQNP,max的值为负的情况,即单个周期内,m>0.5时,由于φ和kn不匹配的原因,可能在这个开关周期内无法对中点电位进行补偿。4控制因子的计算传统的SVPWM算法中,常见的控制中点电位的方法有滞环控制以及虚拟空间矢量法等。而本文通过采样中点电位的偏差信息,直接计算,精确调整小矢量对的作用时间分配,来实现对中点电位的精确控制。设每个控制周期中测得两个直流电容电压的压差ΔUC1为则通过控制施加的中点电荷QCON为将前述在第一扇区分析得到的式(10)~(14)带入式(16),即可求出在一个控制周期内,控制因子k1和k2的计算式,考虑到在区域1和区域3,k1和k2可以有不同的组合来实现中点电荷平衡,故采用计算流程为:先设k2=0.5,若计算出k1>1,则令k1=1,代入计算出k2;若计算出k1<0,则令k1=0,代入计算出k2。同理,可以计算出在其他扇区的控制因子。因此增加中点电位控制后的逆变器带不平衡负载复合控制方法的框图如图5所示。5负序电压控制为了验证本文所提出的三电平NPC逆变器带不平衡负载时的复合控制方法,针对不平衡阻感负载进行了仿真研究。仿真参数如下:系统直流侧电压4000V;直流电容2.2mF;开关频率4kHz;采样频率12kHz;给定正序电压参考d轴为2000V,q轴为0,负序电压参考d、q轴均为0;三相对称负载电阻2.3Ω,电感0.35mH;突加两相对称负载电阻2.2Ω,电感0.5mH;基波频率50Hz。在0.1s时由逆变器带三相平衡负载稳态运行突加两相平衡负载,图6(a)和(b)所示分别为没有进行电压波形控制和有电压波形控制时输出负载相电压ua、ub、uc波形,图6(c)为电压波形控制后输出电流ia、ib、ic波形,从仿真结果来看,输出电压波形得到控制,负序电压分量在负方向旋转的坐标系下得到控制。图7(a)和(b)所示分别为没有进行中点电位控制和有中点电位控制时的UC1波形,图7(c)和(d)所示分别为没有进行中点电位控制和有中点电位控制时中点电位UNP波形。逆变器带不平衡负载时,在负序电流作用下,中点电位的波动将加剧,但是在SVPWM中点电位调制下,中点电压波动得到抑制。6dsc算法中点电位的精确控制1)本文论述了三电平NPC电压型逆变器的SVPWM调制方法,该方法易于数字化实现,直流电压利用率高,适合在中高压系统中使用。针对三电平NPC电压型逆变器在不平衡负载条件下电压将不平衡的问题。本文基于DSC算法对电压正负序