基于spe的nn校准中的采样电路

基于spe的nn校准中的采样电路

1认同采样电路模型的建立在衡量一种50hz宽带采样器的振幅响应特征时，通常使用扫描频法，相位响应特征是近10年来国际无线电测量领域研究的热点。k.russell等人提出了一种nit检验方法（nosetonose），以确定宽带采样器的相位响应特征。由于波器微波元件的制造工艺和测量技术的复杂性，无法直接测量宽带采样器内部采样电路中每个元件的相位响应。但是，如果采用真实的采样电路模型，并将每个元素参数化，则可以通过改变电路参数来获得每个元素对采样电路相位响应的影响。用SPICE仿真通过改变采样电路各部分元件参数值来研究在NTN校准中各个参数对相位误差的影响.默认模型是针对50GHz采样电路特点,在美国国家标准技术研究院简称NIST(NationalInstituteofStandardsandTechnology)Remley和Williams给出的20GHz采样电路模型的基础上,开发出的SPICE数字仿真模型.此模型在设计过程中需考虑其仿真结果和实验室实际测量结果的一致性,以及参数变化的鲁棒性,为后续分析采样电路的相位误差及不确定度提供仿真实验平台.因而这个默认模型的设计至关重要.2采样电路模型的建立图1为用于SPICE仿真的50GHz带宽的双二极管平衡采样电路示意图,图中的放大部分为标有圆圈二极管D1的大信号模型.该二极管为肖特基变容二极管,PN结等效为一个压控电流源与一个非线性电容并联,再和一个寄生电阻Rs串联,这个电阻表示二极管导通时的损耗.T代表终端短路传输线.流过肖特基二极管时大信号正向偏置电流可以表示为:I(Vj)=Is(exp(qVjnkT)−1)Ι(Vj)=Ιs(exp(qVjnkΤ)-1)(1)式中Vj是大信号二极管结电压(不包括寄生电阻上Rs的电压).Is是反向饱和电流,q是电子电荷量,n是发射系数也叫理想因子.T是绝对温度,k是波尔兹曼常数,当二极管两端电压Vd大于临界反偏时电压-5nkT/q时,式(1)成立.当反向偏置到一定深度时,SPICE有相应的公式来描述反向偏置以及击穿时的二极管特性.二极管的结电容由下式给出:Cj(Vj)=Cj0(1−Vj(t)/ϕbi)γCj(Vj)=Cj0(1-Vj(t)/ϕbi)γ(2)式中的Cj0是零偏结电容,当Vj=0时,Cj=Cj0是一个常数,φbi是结内置电压,γ是PN结梯度因子.采样电路模型的设计,包括构造一个二极管平衡采样电路,这种平衡结构可让选通脉冲在输入端和输出端相互抵消(在实际电路并不能完全抵消).采样电路的选通脉冲是这样产生的:将一个阶跃信号发生电路与一段终端短路的传输线连接,传输线和二极管采样电路并联.τd是传输线延迟.在SPICE仿真中用一个双端口网络来代替传输线.通过对Remley建立的20GHz模型进行详细的分析,将其优点融合到仿真时用到的采样电路的默认模型中.反向偏置电压是Vb,偏置电阻为Rbias.选通脉冲源,即阶跃信号发生电路的源阻抗记为Rstob,将一个整体的选通脉冲电压幅度均分为二,分别加到两路采样电路中,其幅度记为Vs,传输线的特征阻抗记为Z0.传输线延迟记为τd;Remley仿真电路的二极管以及电路参数如表1及表2所示.在本文建立50GHz默认仿真模型时,二极管的参数完全参考表1的参数设置.针对50GHz宽带示波器的说明书以及相关元件制造商提供的文献,选通脉冲激励源上升时间以及传输线延迟是确定采样电路带宽的主要参数,因此,在建立默认电路时,重点对这两个参数进行研究.其余参数参考Remley的参数.50GHz宽带采样示波器说明书中提供的示波器阶跃响应的上升时间为7ps,而我们在实验室中实际NTN校准实验获得的示波器的上升时间为6.82ps,后者对应的带宽和用扫频法测得的带宽基本相同,因此,考虑到示波器制造过程中元件值和标称值会有不符,在确定仿真模型时,基本依据实验结果来对比.3激励脉冲上升时间的影响仿真中选通脉冲由一个长持续时间的梯形阶跃脉冲发生电路与一段终端短路的传输线连接而形成的.由图1可知:选通脉冲指的是保持电容器/采样二极管输入结点到地之间的电压.选通激励梯形阶跃脉冲的上升时间决定了选通脉冲的上升时间.选通脉冲上升沿越陡峭,采样电路的带宽越宽.因此在设计电路时,首先要考虑这个参数的设置.SPICE仿真中,传输线延迟为3.2ps时,在四个不同激励上升时间2.5ps,5ps,10ps,15ps下仿真得到的选通脉冲如图2所示.由仿真结果可以看出,选通脉冲自身并非是梯形脉冲,因为激励脉冲已经由传输线以及电路中其它的阻抗的特征而改变了.由于激励电压会在采样电路其它各处(源阻抗、保持电容器等)降落,因而选通脉冲的幅度要比激励的阶跃梯形脉冲的幅度6V小得多.图3给出了如图2相同的激励脉冲上升时间下,采样二极管小信号结电压的仿真结果.当激励脉冲的上升时间增大时,采样函数的上升时间变长.由图中可以看出tr为5ps时,二极管的导通时间近似11ps,这个值和示波器说明书提供的值是一致的.因此,模型的选通脉冲的上升时间选择为5ps.4kout脉冲的仿真在选通脉冲为5ps前提下,传输线延迟的选择要确保采样电路的上升时间和实验室中作NTN校准获得的示波器的上升时间6.82ps吻合.不同的传输线延迟下的采样电路产生的kickout脉冲及其阶跃响应在上升部分放大的仿真结果分别如图4、5所示.图4可以看出,τd是影响带宽非常重要的一个参数.当τd为7ps时,kickout脉冲的宽度为τd等于3.5ps时的脉冲宽度的二倍.由图5同样可以看出其对阶跃响应上升时间的影响程度.因而对这一参数的选择尤为谨慎.τd分别如图5标识的四个延迟时间获得的阶跃响应的上升时间分别为:6.48ps,6.83ps,7.26ps,13.15ps.选择和实际实验测量得到的6.82ps最接近的τd的取值3.2ps,如图6所示.默认仿真电路的参数如表3所示.5ntn仿真模型在设计默认的电路模型时,首先要考虑两个基本的前提:模型要和NTN测量的冲击响应很好的近似,同时模型对于参数研究具有足够的鲁棒性.对比NTN测量到的波形和应用默认模型仿真得到的数据,如图7所示.图中虚线所示为两台Agilent86100C50GHz宽带采样示波器用NTN方式对接在一起时,实验室真正测量的结果,该结果是已经对时基失真、时基漂移作了修正,对采样头之间的外部适配器以及电缆带来的失配作了校正之后的测量数据.图中实线的波形是用SPICE在NTN仿真中对应测量波形设置的偏置电压的仿真波形.由于在仿真中是用一个理想的独立的网络连接一个采样电路的输入端和另一个采样电路的输入端.而实际测量中是用一个2.4mm的适配器连接两台示波器的输入端,因此测量结果和仿真结果并不能完全相同.这是由于实际测量中,采样电路内部未知的因素以及外界环境因素不可避免的会影响到输出,而这些影响都没有在的仿真模型中体现出来.尽管,但是,从图中实线波形和虚线波形的近似性仍然可以这样说,SPICE仿真电路构造基本上是正确的,模型的参数选择至少是和真实的采样电路的已知的参数是吻合的.基于以上模型和测量电路的相似性的分析,接下来的主要任务是设计适于参数研究的具有鲁棒性的模型.6校正因子以及相位误差的计算NTN校准原理是将两台相同的宽带采样示波器的输入端直接相接,在没有反射和失配的前提下,整个系统的响应与采样电路A的冲击响应和采样电路B产生的kickout脉冲的卷积成比例.EA(f)=HestA(f)HA(f)≅CKB(f)HB(f)−−−−−√EA(f)=ΗAest(f)ΗA(f)≅CΚB(f)ΗB(f)(3)选择C使E(0)=1,即直流点校正因子为1.用NTN测量估计出的冲击响应除以校正因子E(f)才能准确的描述一台示波器的冲击响应.假设示波器的时基是理想的,这个校正因子则可由kickout脉冲和采样电路冲击响应的傅立叶变换的商近似.如果kickout脉冲和冲击响应是相同的,式(3)所示的校正因子将等于1.然而kickout脉冲和采样电路的冲击响应并不是相同的,因此NTN校准中的幅度误差和相位误差分别定义为:|EA(f)|=C∣∣∣KA(f)HB(f)−−−−−√∣∣∣|EA(f)|=C|ΚA(f)ΗB(f)|(4)arg{EA(f)}=arg{KB(f)}-arg{HB(f)}/2(5)幅度误差用分贝表示,相位误差单位为度.在仿真中,由式(4)和式(5)分别计算采样电路的幅度误差和相位误差.在仿真或测量过程中,采样电路会引入时移,因此要在不失一般性的前提下从误差向量部分中扣除该时移的影响.对一个简单的时移t0,其在频域中等效为乘以e-j2πt0f,于是在相位误差{E(f)}中引入一个线性偏差2πt0f.在分析相位误差时,需将这部分线性偏差去除.校正因子以及幅度、相位误差的提出主要用于仿真模型收敛的研究.7采样过程的仿真应用第4节中设计的默认采样电路模型,接下来综合出一组在NTN校准过程参数研究中使用的默认SPICE仿真设置.用各种各样的仿真设置,检验其收敛性.在收敛性研究中,通过确定仿真设置能更加精确的求解采样电路行为的各种重要特征而又尽可能保持具有最高的计算效率.收敛研究包括:(1)时间步长(tstep):这个仿真参数的设置是为确保使用足够小的时间步长来获得NTN响应中的最高频率(本文研究的最高频率是50GHz).(2)采样周期(tsample):这个采样周期是选通脉冲产生的周期,这个周期的设置是为了确保有足够的时间使采样电路在一个周期内的输出不受下一个采样周期的影响.(3)输入电压电平(vin):设置输入电压的幅度足够小,可使得电路工作在小信号状态(只有在这种状态下,kickout脉冲和其冲击响应才不会受到输入幅度的影响).(4)输入脉冲宽度(tpw):为了确保从NTN校准输出信号中能精确地解卷积出有限持续时间的输入脉冲,从而获得一个正确的冲击响应的估计.图8所示为冲击响应采样的过程及具体仿真的参数.图中对一系列窄脉冲进行采样,这些窄脉冲的周期和选通脉冲的周期近似.从输出信号和窄脉冲中解卷积出冲击响应.如果能将一个真正的δ函数脉冲序列作为输入信号,那么解卷积这步将是多余的.通过设置tsample和Δt使输入信号的周期和采样电路的周期(选通脉冲产生的时间间隔)稍有不同,使我们能采样到完整的冲击响应.图中输入信号的周期在仿真实验中设置为500ps,选通脉冲周期,即采样周期tsample设置为501ps,只有选通脉冲出现才能对输入信号进行一次采样,因此第二次采样点相对于第一个采样点有一个1ps的延迟.依此类推,每一个采样点相对于前一个采样点有一个1ps延迟时间,即等效采样间隔为1ps.这个分辨率对上升时间近似7ps的冲击响应是足够的.SPICE用到了几个非标准的定义:tstep定义为最大的可变时间步进.SPICE用一个小于tstep的时间步进来记录一个波形快速变化的特征.脉冲宽度tpw的定义是梯形输入脉冲的顶端宽度.不同参数下的NTN仿真校正因子E(f)如图9所示.图9(a)可以看出,在tstep=0.5ps的结果和tstep=0.25ps的仿真结果非常相似.但是当tstep=1.0ps时幅度和相位误差都会增加.基于这个结果,对相同的平衡二极管用tstep=0.5ps来仿真或者对一个非平衡二极管用tstep=0.25ps来进行仿真.图9(b)可以看出,当采样周期小于400ps时,校正因子明显的随频率的增大而变小.既然这样,冲击响应的时间和放电开关关闭时间结合也和不足以确保保持电容的正常放电.采样周期大于400ps时的情形在理论上是相同的,但是数字的误差也会引入相位误差的计算.用一个500ps采样周期来做仿真实验是由于500ps比750ps和1000ps的计算精度更高.图9(c)中校正因子幅度和相位在不同输入电压时基本重合,可以看出,只要输入信号在小信号范围内,输入信号的幅度基本不影响NTN校准.图9(d)可以看出,当脉冲宽度不同时,E(f)的相位分量会稍有不同.这表明的解卷积过程正确的.由此获得仿真参数见表4.8基于5ghs的采样电路参数仿真在NTN校