三相电压型-PWM-整流器原理及控制方法

三相电压型PWM整流器原理及控制方法（常用版）(可以直接使用，可编辑完整版资料，欢迎下载）

摘要三相电压型PWM整流器原理及控制方法（常用版）(可以直接使用，可编辑完整版资料，欢迎下载）随着电网谐波污染问题日益严重和人们对高性能电力传动技术的需要以及绿色能源的发展，PWM整流器技术已成为电力电子技术研究的热点和亮点。三相电压型PWM整流器可以做到高功率因数,直流电压输出稳定,具有良好的动态性能,还可实现能量的双向流动。因此,成为当前电力电子领域研究的热点课题之一。论文首先以三相电压型PWM整流器的主电路拓扑结构,阐述三相电压型PWM整流器的基本工作原理并建立了三相电压型PWM整流器的数学模型；其次,介绍三相电压型PWM整流器的控制方法,深入研究三相电压型PWM整流器的空间电压矢量脉宽调制控制方法,以TI公司的TMS320LF2407A芯片作为控制器，选用三菱公司的IPM模块进行三相电压型PWM整流器系统的硬件设计，包括主电路、检测控制电路,保护电路等；结合硬件设计的基础之上，完成相应的软件设计。关键词PWM整流器电压空间矢量PWM（SVPWM）控制DSPTitleDesignof

three-phase

PWM

RectifierpowerAbstractWiththeseriousproblemofharmonicspollutiontothepowersystemandtheneedofhighperformanceofACdriveapplicationandthedevelopmentofthegreenpowertechnology，PWMrectifierhasbecomeahighlightinthefieldofpowerelectronics.Three-phasePWMrectifiershaverecentlybeenanactiveresearchtopicinpowerelectronicsduetomorevirtues,suchassinusoidalinputcurrents,unitypowerfactor,steadyoutputvoltage,gooddynamicsandbin-directionalenergyflow.Firstly,thethesiselaboratedthebasicprincipleofworkforthePWMrectifieraccordingtomaincircuittopologyofthree-phasevoltage-typePWMrectifier,andtheestablishmentofathree-phasevoltage-typePWMrectifiermodel;Secondly,thethesisproposedthethree-phasevoltage-typePWMrectifier’scontrolstrategy.Basedonthecontrolstrategyithasstudiedthespacevoltagevectorpulsewidthmodulationcontrolmethod.WithTIcompany'sTMS320LF2407Achipascontrollers,chooseMitsubishicompanyIPMmoduleforthree-phasevoltagesourcePWMrectifiersystemhardwaredesign,includingthemaincircuit,detectioncontrolcircuit,protectcircuit,etc.;Combinedwiththebasisofhardwaredesign,softwaredesignofcompletecorresponding.KeywordsPWMrectifierVoltagespacevectorPWM(SVPWM)controlDSP目录第一章绪论 11.1课题研究背景及意义 11.2国内外PWM整流器研究发展现状 21.3本课题研究的内容 61.4本章小结 6第二章三相电压型PWM整流器原理及控制方法 72.1方案论证 72.1.1微处理器的选择 72.1.2功率器件的选用 82.2三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构 92.3PWM整流器运行的基本原理 102.4三相电压型PWM整流器的数学模型 132.4.1三相VSR一般数学模型 132.4.2dq坐标系下三相VSR数学模型 152.5三相电压型PWM整流器控制方法 152.6电压空间矢量PWM（SVPWM）控制 172.6.1SVPWM基本原理 182.6.2SVPWM的合成 192.6.3SVPWM与SPWM控制的比较 212.7本章小结 22第三章三相电压型PWM整流器系统硬件设计 233.1硬件系统设计 233.2主电路设计 233.2.1进线熔断器 243.2.2功率器件选型 243.2.3交流侧电感设计 253.2.4直流侧电容选取 293.2.5IPM保护及其接口电路 303.3检测控制电路设计 323.3.1过零检测电路设计 323.3.2采样调理电路设计 333.3.3温度检测电路设计 343.3.4DSP控制电路设计 353.4本章小结 36第四章三相电压型PWM整流器软件设计 374.1系统资源分配 384.2控制软件的构成 384.2.1主程序设计 384.2.2中断服务程序设计 404.2.3子程序设计 414.3本章小结 43结论 44致谢 45参考文献 46附录电气原理图 49第一章绪论1.1课题研究背景及意义能源在当今国民经济飞速发展中起着非常重要的作用，如何能够合理的开发并且高效的利用能源是提倡低碳经济的今天急切需要解决的重要问题。当代社会中电能是非常主要的一种二次能源，在一些发达国家，几乎电能的75%要通过电力电子变换后才可以使用，预料在整个21世纪将会发展到95%以上[1]。电力电子技术己被广泛应用于医药制造、农业、工业、商业、家用电器、国防军事医药制造以及交通等一些领域。但是在电力电子装置得到广泛应用的同时，也给电网带来了一定的谐波污染以及无功功率损耗增加和电磁干扰等许许多多的负面效应，严重地对电能的质量造成了一定的影响。早些年，日本发表的一项谐波分布状况的调查报告中表明了[2]:在众多186家有代表性的电力用户中，最大的谐波源是整流装置，约占66%，交流电力电子装置约占据1%，办公和家电大约占据23%，电弧炉大约占据4%，其它的一共大约占据10%。所以，充分开发和研究新型的低谐波，合理利用高功率因数的整流装置是很有必要的。随着功率半导体开关器件技术有了一定的进步，促使了电力电子变流装置技术的飞速发展，同时也出现了基础以脉宽调制(PWM)控制的各种变流装置：比如高频开关电源、变流器、逆变电源以及各类特种变频器等等，电力电子装置在整个国民经济各个领域中得到了广泛的应用。而随着电力电子装置的大量使用同时也带来了一些不容忽视的问题，比如：目前大量的变流装置要通过整流环节以获得直流电压，传统的二极管整流和相控整流环节，不仅直流侧电压质量低，而且还会对电网注入大量的谐波及无功功率，同时造成了严重的电网“污染”。这也引起了各个国家的重视，许多国家都已经制定了一些国家标准来限制谐波，国际大电网会议(CIGRE)，国际电工委员会(IEC)以及国际电气电子工程师协会(IEEE)，也都推出了属于自己的谐波标准。同时国际电工学会在1988年对谐波标准的IEC555-2进行了一定的修正，欧洲制定的IEC1000-3-2标准。我国的国家技术监督局也在1994年正式颁布了相应的《电能质量公用电网谐》标准(GB/T14549-93)[7]，传统变流装置中的大多数要求已不符合这些新的标准，将面临着前所未有的挑战。一般说来，抑制电力电子装置对电网污染的途径可以是两种：一种是设置补偿装置，想法补偿谐波和无功功率，其主要包括有源电力滤波器、无源滤波器和混合电力滤波器。目前，很多使用的无源滤波器拥有结构简单，既可以抑制谐波又可以补偿无功功率，但也存在适用性不强、只能补偿规定的频率谐波，它的补偿特性也有可能会受到运行状态和电网阻抗特性的影响，容易和系统发生一些并联谐振，同时还会放大谐波，使滤波器过载还甚至发生烧毁；另外一种方法是对电力电子变流装置自身进行改造，使变流装置实现网侧电流正弦化并且运行于单位功率的因素，这也是治理电网谐波和无功“污染”非常根本的一个措施[1]。PWM整流器具体的优点有三个:一是网侧功率因数是可控的[3]:网侧电流可以成正弦化，功率因数同时还可以控制在-1到+l之间，也就是说PWM整流器既可以运行在逆变状态，同时又可运行在整流状态。二是能量可以发生双向流动[3]，当PWM整流器运行在它的整流状态时，能量能够从电网向负载的一端进行传递，当PWM整流器运行在逆变状态时，能量能够从负载的一端向电网侧传递。三是直流电压是可以调节[5]。因为PWM整流器具有的上述诸多优点，所以以PWM整流器为核心的各种电力电子装置被广泛的应用在了功率因数校正、静止无功补偿、有源电力滤波、统一潮流控制器、电气传动、可再生能源并网发电等场合[1]。可以看出，随着PWM控制技术的发展，比较多的智能控制算法在PWM整流器中的应用，PWM整流器的性能会不断的得到提高，应该会得到更为广泛的应用。因此，研究和开发PWM整流器，进一步提高它的相关性能同时也是集电力谐波污染治理，绿色可再生能源的开发，新型电力电子装置研制于一体的重要课题，具有非常大的经济实用效益，同时又含有比较丰富的学术研究价值。1.2国内外PWM整流器研究发展现状自20世纪90年代以来，PWM整流技术都一直是学术界关注和研究的热点。随着研究的深入，PWM整流技术的相关应用研究[8-13]也得到了一定的发展，如有源电力滤波(APF)、超导储能(SMES)、电气传动(ED)、高压直流输电(HVDC)、统一潮流控制器(UPFC)、新型UPS以及太阳能、风能等再生能源的并网发电等，并伴随着现代控制理论、微处理器技术以及现代电子技术的不断更新，这些应用技术的研究又促使了PWM整流的技术日趋成熟，其主电路已经从一开始的半控型器件桥路发展到现如今的全控型桥路；拓扑结构也已成从三相、单相的电路向多电平拓扑电路及多相组合的方向发展[12-13]；PWM调制方式也从由单纯的硬开关调制向软开关的调制进行发展；功率等级也从以前的千瓦级上升到了兆瓦级，但是在主电路的类型上既有电流源型整流器，又有了电压源型整流器，两者已经成功地投入使用在了工业上，但却大多采用了模拟芯片PWM波发生器，在闭环和智能调节比如说在风力发电的并网等方面均存在着非常大的问题，尤其是在我们国内，基于数字信号微处理器的PWM整流器相应的研究还只是处于初步发展的阶段[2-4]。当前对PWM整流器的研究主要体现在如下的几个方面：1.关于PWM整流器数学模型的研究PWM整流器中对于数学模型的研究是PWM整流器及其控制技术的基础。曾经提出了基于一定的坐标变换的PWM整流器连续、离散的一些动态数学模型，R.Wu和S.B.Dewan等较为系统地建立了PWM整流器的一些时域模型，同进也将时域模型分解成为高频和低频模型[10-11]，且给出了相应的时域解。而DongY.Hu和ChunT.Rim等则通过局部电路的dq的坐标变换给出了PWM整流器基于等效模型电路的低频变压器[13]，并给出了稳态、动态特性分析。基于此基础上，HengchunMao等人同时也建立了一种新颖的降阶小信号的模型，从而简化了PWM整流器的数学模型以及特性的分析[17]。2.关于PWM整流器拓扑结构的研究PWM整流器的主电路拓扑结构将近十几年来也没有取得特别大的突破[12]，主电路设计的基本原则也是在保持原有系统的基础上，尽量地简化电路的拓扑结构，减少使用的开关元件个数，降低总成本，一定程度上提高系统的可靠性。PWM整流器拓扑结构可分为电压型和电流型两大类。其中电压型PWM整流器最显著的特点是电流储能是在直流侧采用电容，从而使整流器的直流侧输出特性呈现相应低阻抗的电压源.电流型PWM整流器直流侧电流储能则是采用一些大电感，使得整流器直流侧输出特点为高阻抗的电流源。根据装置功率要求的不同，同时研究的侧重点不同。在中小功率场合，研究大多集中在功率开关的减少和改进直流输出性能上；在一些高功率场合，研究大部分集中于变流器组合[20]、软开关技术、以及多电平的拓扑结构[16-18]上。PWM整流器的多电平拓扑结构主要用于高压、大容量场合。但是对于大电流应用场合中，很多都是采用变流器组合拓扑结构，也就是将独立的电流型PWM整流器进行相应的并联组合。3.对于电压型PWM整流器电流控制技术的研究电压型PWM整流器有两个控制目标，一是得到稳定的直流电压，另一个是使网侧电流正弦化并跟踪电网电压变化。为了能够让电压型PWM整流器网侧呈现出受控电流源的特性，其网侧电流的控制至关重要，决定了PWM整流器的动静态性能。电压型PWM整流器网侧电流控制策略主要分成两类[20]：间接电流控制策略和直接电流控制策略。间接电流控制其网侧电流的动态响应慢，且对系统的参数比较敏感，适用性不高，因此逐步被直接电流控制所取代。与间接电流控制相比，直接电流控制电流响应速度快，系统鲁棒性强，且容易实现过流保护，是当今PWM整流器电流控制方案的主流。4.PWM整流器系统控制策略的研究控制策略是PWM整流器控制系统的核心，其优劣决定着PWM整流器的动静态性能以及鲁棒性。PWM整流器常用的控制方法有滞环电流控制[18]、固定开关频率电流控制[19]、预测电流控制[20]、直接功率控制[21]、无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制[22]、电网不平衡条件下的PWM整流器控制[23]、滑模变结构控制[24]、反馈精确线性化控制[25]、基于Lyapunov稳定性理论的控制[26-27]、模糊控制[24]等，具体如下：(1)滞环电流控制滞环电流控制是一种反馈瞬时值的控制模式，它的基本思想是能够将检测到的实际电流信号与电流给定信号值相比较，如果实际电流略大于指令值，则经过变流器的开关状态的改变就能使之减小，反之增大，使得实际电流围绕指令电流做锯齿状的变化，并将偏差控制一定范围内，形成滞环。这种控制方法电流响应速度快，结构简单，方便实现电流限制，且控制与系统参数无关，系统鲁棒性好，但是开关频率在一个工频周期内不固定，谐波电流频谱随机分布，网侧滤波器设计较为困难。(2)固定开关频率PWM电流控制固定开关频率PWM电流控制，一般是指PWM载波(如三角波)频率固定不变，而以电流偏差调节信号为调制波的PWM控制方法。该控制方法克服了滞环电流控制开关频率不固定的缺点，电流响应速度快，系统鲁棒性高，但当电流内环均采用PI调节时，三相静止坐标系中的PI电流调节器无法实现电流的无静差控制。(3)预测电流控制预测电流控制的思想是先由开关的在线优化出发，同时根据相应的负载大小以及所给定的电流矢量的变化率，进而可以推算出使下一周期电流满足期望值的电压矢量来进行对PWM整流器开关的控制。预测电流控制是拥有非常快的电流响应速度，而其控制的效果必须要依赖于系统参数，鲁棒性也不太高，且受控制延时和处理器采样的影响非常大。(4)直接功率控制直接功率控制通过对PWM整流器瞬时有功和无功进行直接控制，达到控制瞬时输入电流的目的。该方法具有结构、算法简单，系统动态性能好，鲁棒性强，容易数字化实现，对交流侧电压不平衡和谐波失真也具有一定补偿作用。(5)无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制是为进一步简化电压型PWM整流器的信号检测而提出的控制方法。无电网电动势传感器控制主要包括两类电网电动势的重构方案：其一是基于网侧电流偏差调节的电网电动势的重构，它采用网侧电流偏差的PI调节来控制电网电动势误差，是一种闭环估计算法，其精度非常高；其二是通过复功率的估计来重构电网电动势，是一种开环估计算法，因而精度不是太高，并且由于含有微分项，在复功率估计算法中容易引入干扰。无网侧电流传感器控制是通过直流侧电流的检测来重构交流侧电流。(6)电网不平衡条件下的PWM整流器控制为了使PWM整流器在电网不平衡条件下仍能正常运行，学术界提出了在不平衡的条件下，直流电压和网侧电流的时域表达式，电网负序分量被认为是导致网侧电流畸变的原因，同时指出，在电网不平衡条件下，常规的控制方法会使直流电压产生偶次谐波分量，交流侧会有奇次谐波电流。为此，D.Vincenti等人较为系统地提出了正序dq坐标系中的前馈控制策略，即通过负序分量的前馈控制来抑制电网负序分量的影响。但是由于该方法的负序分量在dq坐标下不是直流量，导致PI调节不能实现无静差控制。因此，又有人提出了正、负序双旋转坐标系控制，该方法实现了无静差控制，是较完善的理论，但是其控制的结构比较复杂，运算量大。(7)滑模变结构控制滑模变结构控制本质上是一种非线性控制，其非线性特性表现为控制的不连续性，特点是系统结构并不固定，而是可以在动态过程中，根据系统当前的状态不断变化，迫使系统按照指定的滑动模态运动。采用滑模变结构控制，可以使PWM整流器不依赖于电网电压、开关器件以及负载参数，对参数变化及干扰具有不变性，即强鲁棒性，但控制器设计中滑模系数的选取比较困难，选取不当容易给系统带来不利抖动，造成系统不稳。(8)反馈精确线性化控制利用微分几何理论对相应的非线性系统进行一定的结构分解、分析及控制设计的反馈精确线性化控制，通过采用相应的非线性状态反馈量和非线性坐标变换，能够使得非线性系统可在大范围内甚至是整个全局范围内线性化，这样就能够很方便地使用线性控制理论对相应的非线性系统进行一定的控制器的设计。将反馈精确线性化用于PWM整流器的控制，可以使输入电流快速跟踪网压且畸变较小，具有良好的鲁棒性。该方法非线性控制器设计比较复杂，涉及多次坐标变换，运算量较大。(9)基于Lyapunov稳定性理论的控制现有大多数基于小信号模型的PWM整流器，应用相应的线性控制理论进行设计。因此，只有在系统的状态和输入在非常小的干扰的下才能够保证整个系统的稳定性，在大范围干扰下，很难使系统得到，为了保证PWM整流器稳定运行在大范围干扰的情况并且有的动静态性能，国内外学者已在系统控制设计中将Lyapunov稳定理论得到了应用。对于给定的非线性系统，如果能够找到相应的Lyapunov函数，就可以利用这个函数对系统控制器进行相应的设计，采用Lyapunov相应的稳定理论设计的PWM整流器，解决了系统参数变化对电流跟踪的影响，同时电流在跟踪给定值时的效果也变的很好，在大范围干扰的情况下也能够保证系统稳定，同时具有比较优良的动态性能，但构造Lyapunov函数比较困难，最佳能量函数的确定比较困难。(10)模糊控制模糊控制是将系统的动态映射关系通过模糊规则和隶属度函数体现出来，首先是模糊化确定性输入量，利用相应的模糊推理就可以得到模糊输出，然后用清晰化的方法得到相应的输出确定量，这样输入输出是有一定的规则。采用模糊控制可以使PWM整流器能够有下述特点：控制频率不受输入电源频率的限制，而是只与程序执行周期有关；输入电流快速跟踪电网电压，谐波低，功率因数高；对系统参数不敏感，且能适用负载的非线性变化；模型完全离散化，易于数字实现。长期以来，由于电压型PWM整流器的结构简单、损耗较低、控制方便，所以一直是人们研究的重点，而电流型PWM整流器由于需要较大的直流储能电感，以及存在交流侧滤波问题，它的控制和结构有一定的复杂，也就制约了电流型PWM整流器的研究和应用，但是随着发展一定的超导技术，电流型PWM整流器在超导储能技术的发展中可以具有更大的优势，因为超导线圈的损耗非常低，可以用作电流型PWM整流器直流储能电感，克服了电流型PWM整流器本来的不足。1.3本课题研究的内容本课题研究对象是三相电压型PWM整流器，阐述PWM整流器的工作原理，并建立其数学建模，通过运用瞬时无功功率理论对其进行分析，然后根据项目的设计要求，设计了电压型PWM整流器。本课题的主要内容归纳为以下几个方面：1)简单介绍了PWM整流器的拓扑结构，阐述了PWM整流器的工作原理，在三相静止坐标系下建立PWM整流器的数学模型，并推导出在两相旋转坐标下的数学模型。分析PWM整流器四象限运行的基本原理和换流过程。2)根据三相电压型PWM整流器的控制目标，采用瞬时无功功率理论，电流内环采用基于输入输出线性化控制方法，电流响应速度快，具有较好的动静态性能，并在此基础上引入变结构控制思想，设计了基于线性化的变结构电流控制器，进一步提高系统的抗扰性。在完成三相电压型PWM整流器控制器理论设计的基础上，分析了空间矢量调制原理，并介绍了传统SPWM和新颖差值SVPWM的实现方法。3)根据电压型PWM整流器的性能指标，构建基于TI公司TMS320系列的DSP为控制核心的PWM整流器。顺利完成了硬件设计和软件设计，硬件设计主要包括主电路设计、检测控制电路设计和驱动电路设计等；软件设计主要包括主程序设计、中断服务程序设计及子程序设计等。1.4本章小结本章详细介绍了课题研究背景和研究意义以及国内外PWM整流器的研究发展的现状，并根据实际要求，拟订本课题的主要研究内容。第二章三相电压型PWM整流器原理及控制方法2.1方案论证在现实生活中，对于PWM整流器即可以使用单片机也可以用DSP器件为核心进行控制。开关器件即可以使用功率场效应晶体管(MOSFET)也可以使用绝缘栅双极晶体管(IGBT)。下面分别介绍微处理器及开关器件的各自特点，从而选择出合适的控制方式。微处理器的选择所谓单片机，就是在一块芯片上有CPU、RAM、ROM(EPROM或EEPROM)、时钟、定时/计数器、多种功能的串行和并行I/O口的通用IC。如Intel公司的8031、8051以及后来的AT89C51等。除了以上基本功能外，有的还集成有A/D、D/A，如Intel公司的8098系列。总的来说，单片机一般具有如下特点：(1)具备位处理能力。(2)可一侧的执行周期。(3)擅长终端处理，特别是外部异步事件。(4)既有丰富的I/O功能。(5)价格低廉，便于开发。单片机经过了很多年的发展，开发环境完备，开发工具齐全，应用资料众多。后备人才充足。国内大多数高校都开设了单片机课程和单片机实验。但是单片机本身的资源有限，在本设计中如若选用单片机做控制核心的话，还需要外加A/D转换模块，会给设计造成一定的难度。与单片机对比，DSP器件一般具有更快的CPU、更高的集成度以及容量非常大的存储器，其内部有FIFO缓冲器和波特率发生器。同时提供标准异步串口和高速同步串口，有的集成了一定的A/D采样电路在片内，用于控制领域的DSP还提供多路PWM输出，用于电机控制，可减少开发人员的工作量。DSP的器件采用了改进之后的哈佛结构，具有独立的数据和程序空间，允许同时存取数据和程序。内置加强的多级流水线以及高速硬件乘法器，使DSP器件具备了比较高的数据运算的能力。DSP可以比一些高档的16位的单片机中的单指令执行周期降低8～10倍，可以在一个周期内完成相应的一次乘加运算，比单片机运算要加快大约16～30倍，可以大幅度提高滤波器的运算速度以及存在很多乘加运算的FFT（快速的傅里叶变换）。另外，JTAG接口也存在于DSP器件中，而且有更加先进的开发手段，这使得批量生产和进行必要的测试更加方便，开发工具还能够实现全空间相应的透明仿真，用户可以看到全部存储空间或I/O空间的变化而不必占用一些用户的任何资源。开发软件配有汇编/链接C编译器、C源码调试器等，使用户不必过多关心编译细节，从而可以更加专注于算法设计和程序开发。总而言之，DSP是为了满足数字信号处理、控制开发而制造的一类专用微处理器。一般具有以下几个特点：(1)采用改进的哈佛总线结构，内部有两天总线，即数据总线和程序总线。采用程序与数据空间分开结构，分别有各自的地址数据总线和总线，能够同时完成指令操作和数据操作。(2)每条指令在执行时采用流水操作划分为执行、译码、取数、取指令等很多步骤，完成是通过片内多个功能单元，并支持并行处理的任务。(3)在实现一次或者多次乘法累加（MAC）运算的一个指令周期内，从而节省运算时间。(4)地址产生单元集成了许多个，至此循环寻址和位倒序等特殊指令，实现FFT、卷积等运算中的选址、排序等，使得计算速度大大提高。(5)DMA控制逻辑有一组或者很多组独立的，提升了数据的脱兔宽带，为数字信号处理和高速数据交换提供了一定的保障。(6)支持一些重复的运算，避免循环操作过多时间。(7)拥有丰富的片内内存和外扩存储器接口。(8)提供多个穿行或并行I/O接口以及特别I/O接口（如PWM等），考完成特殊的数据处理或控制，从而提高系统的性能并且降低了成本。目前国内推广应用最为广泛的DSP器件是美国德州仪器公司(TI)生产的TMS320系列。已有不少高校计划建立DSP实验室，TI公司和北京闻亭公司都已制订了高校支持计划，将带动国内DSP器件的应用和推广，同时更多开发人员的参与也使得可利用的开发资源越来越多。因为单片机和DSP各自有其特点，所以各自有不同的使用领域。一般单片机多应用于一些简单的控制领域，这些应用一般不要求很高的精度和数字信号处理；而在一些高精度控制领域，特别是需要对各种传感器信号进行处理的场合，DSP的应用就更好一些，在本文中采用TMS320LF2407A芯片来完成PWM整流器的系统设计。功率器件的选用PWM整流器需要通过开关器件的关闭来进行控制，需要开关器件可以瞬间导通和关断。电力半导体器件的种类非常多，在目前经常使用的绝缘栅双极晶体管(IGBT)及功率场效应晶体管(MOSFET)来说，它们各有其各自的优缺点。低功率低电压场合较使用功率场效应晶体管，它具有驱动电路简单，开关频率高(可以达到500KHz)等特点，但是它对电压的依靠性非常之高，很易发生静电击穿，当它接有一定的电机负载时，在进行相应的停止和起动时，也许会产生比较高的电流而使开关管损坏也有可能产生比较高的电压进而击穿开关管。因此，对过电流和过压都应该有相应的保措施来进行保护。出现于20世纪80年代的绝缘栅双极晶体管，是基于电力MOSFET工艺的产物，它具有MOSFET高速特性、高输入阻抗以及双极晶体管BJT(GTR)所具有的优点：大电流密度特性等的混合器件。IGBT正常的在600～1800V范围内的通态压降要比具有相同额定电压的MOSFET通态压降小得多。由于通过IGBT形成的变频器噪声比较低，同时还有比较稳定的开关安全工作区、非常高的工作频率以及比较简单的驱动电路。IGBT多用于中小型功率的变频器作为其相应的开关元件。随着不断进步的生产工艺，20世纪出现的智能电力模块器件(IPM)将IGBT开关器件和保护电路以及检测电路和驱动电路等都集成在了相同的模块内，是功率集成电路的一种。其具有的主要特点如下述：(1)电流传感器集成在了模块内，能够检测电路中的短路电流及过电流，不必再像以往检测电流时还需要使用电流互感器，为实现小型化、减低成本打下了基础。(2)保护回路与驱动回路等都相应的做到了集成化，能够尽量缩短开发与设计的时间。(3)智能模块本身就有短路、过流、电源电压不足、过热等的一些保护功能。当这些保护功能中的某种保护动作时，智能模块就能够自动封锁内部开关设备的驱动信号并向外部输出警告标记，进而充分保证了器件的安全使用。(4)能在有故障的情况下启动相应的自我保护功能，减少了器件在使用和开发中出现过载情况而照成损坏的机会。也不再需要实施防静电措施如以往的MOS系列功率模块所采用的，操作起来也很方便。综上所述，IPM模块的出现和使用降低了这些厂家的开发、设计和制造上的成本，与IGBT相比，大大简化了硬件电路的设计，缩小了装置体积，简化了接线，缩短了开发周期，更主要的是，它提高了系统的安全性和可靠性，使设计和开发变的简单。本课题采用一个六合一的IPM模块作为主电路的开关器件用于PWM整流。2.2三相电压型PWM整流器主电路拓扑结构通过对电力电子技术的发展进行研究知道，整流器是一种较早的应用于AC/.DC中的变换装置，整流器发展经历了由不可控整流器、相控整流器到PWM整流器的程。PWM整流器对传统的相控整流器及二极管都进行了相应的改进，其比较重要的改进在于采用了PWM的调制方式和全控型的率器件，进而才能让PWM整流器具有电能双向流动及较快的动态响应、网侧功率因数控制、网侧电流正弦控制等比较多的优良性能。PWM整流器又可以分为电流型整流器(CurrentSourceRectifer-CSR)和电压型整流器(VoltageSourceRectifer-VSR)两大类，电压型PWM整流器主电路拓扑结构的类型有很多，而电压型PWM整流器一个最显著的特点就是直流侧接电容器，对直流电压进行滤波，从而能够获得比较平稳的直流电压，而本设计主就是将三相电压型PWM整流器作为研究对象。图2-1三相电压型PWM整流器主电路拓扑三相电压型PWM整流器的拓扑结构如图2-1所示，其中在所示的电路中三相电感L起滤波作用，因此交流侧电流可近似认为是三相正弦电流，C为直流侧电容，起稳压滤波的作用，当系统稳定时，可保持直流母线电压基本不变，故可看作是直流电压源。R为线路与开关管的等效电阻，RL为负载。2.3PWM整流器运行的基本原理根据PWM整流器的主电路得到其简化电路如图2-2所示[1]图2-2PWM整流器简化电路图中i是网侧电流，e是交流电动势，v是开关管交流侧的输入电压，udc是直流侧电压，idc是包括电容，负载在内的直流侧的总电流。从图2-2可以看出，PWM整流器的交流回路的组成有电网电源，开关管交流侧输入电压，交流侧电感。设V为开关管交流侧输入电压矢量，E是交流侧电网电压矢量，K为交流侧电感电压矢量，I为交流侧电流矢量。为简化对电路的分析，忽略PWM整流器对应物理量的谐波分量，只是考虑它的基波分量。设不变，则也固定不变，根据文献[l]的分析，PWM整流器包含四个特殊的运行状态：正阻状态运行，纯电感状态运行，负阻状态运行，纯电容状态运行，当整流器在这四个状态之间进行转换时，PWM整流器开关管交流侧输入电压矢量V端点的轨迹形成了一个圆，其半径为。 图2-3PWM整流器纯电感运行时交流侧稳态矢量图PWM整流器的纯电感状态运行的交流侧稳态矢量图如图2-3所示[1]。在图2-3中的A点，因为电网电压矢量E超前交流侧电流矢量I九十度，矢量E，I之间的相位关系和纯电感上电流，电压相位关系相同，因此称PWM整流器此时交流侧呈现纯电感运行特性，所以此时整流器将从电网吸收无功功率。当开关管交流侧输入电压矢量V端点从圆的A运行到B的过程中，PWM整流器从电网吸收无功和有功功率，整流器便处于整流状态。 图2-4PWM整流器正阻特性运行时交流侧稳态矢量图 PWM整流器的正阻状态运行的交流侧稳态矢量图如图2-4所示[l]。在图2-4中的B点，电网电压矢量E和交流侧电流矢量I的相位相同，矢量I，E之间的相位关系同电阻上电流，电压相位关系一样，因此PWM整流器的交流侧可以处于单位功率因数运行的状态，只有电网中的有功功率才能被整流器吸收，无功功率则不能被吸收。在开关管交流侧输入电压矢量V端从B点运行到C点的过程中，整流器依然运行于整流状态。这时，整流器吸收电网中的容性无功和有功功率。图2-5PWM整流器纯电容特性运行时交流侧稳态矢量图PWM整流器的纯电容特性运行时交流侧稳态矢量图如图2-5所示[1]。在图2-5中的C点，由于电网电压矢量E滞后交流侧电流矢量I九十度，矢量E，I之间的相位关系和电容上电流，电压相位关系一样，因此称PWM整流器此时交流侧运行特性呈现纯电容性，这时只有电网中的容性无功功率才能被整流器吸收。当开关管交流侧输入电压矢量V端从C运行到D的过程中，PWM整流器运行于有源逆变的状态。这时，电能够从PWM整流器直流侧传输流向电网。 图2-6PWM整流器负阻特性运行时交流侧稳态矢量图PWM整流器的负阻状态运行交流侧稳态矢量图如图2-6所示[1]。在图2-6中的D点，由于电网电压矢量E和交流侧电流矢量I的相位相差180度，此时整流器只吸收电网中的有感性无功功率。当开关管交流侧输入电压矢量V端点从D运行到A过程中，电能从PWM整流器直流侧传输到电网。PWM整流器仍然处于同上的逆变状态。综上所述:如果要对PWM整流器的交流侧输入电流矢量I进行合适的控制，可以通过控制交流侧电感电压矢量VL，而VL则可根据PWM整流器的交流侧稳态矢量图，转化为对开关管交流侧输入电压矢量V的控制，所以开关管交流侧的输入电压矢量V可以由直流电压和SPWM或者SVPWM技术结合得出，从而完成对PWM整流器的控制过程。整个控制过程可以由下图形象的描述。图2-7PWM整流器电流矢量控制过程2.4三相电压型PWM整流器的数学模型建立数学模型是深入分析和研究PWM整流器的工作机理及动态和静态特性的重要前提。本节将分别建立PWM整流器在三相静止坐标系和两相同步旋转坐标系下的数学模型，方便进一步研究三相电压型PWM整流器的控制策略。三相VSR一般数学模型PWM整流器主电路如图2-8所示。图中ua，ub，uc为三相对称电源相电压，ia，ib，ic为三相相电流，udc为直流侧电压，L为交流侧滤波电感，RL为负载电阻，VT1至VT6为整流器的开关管。为方便对PWM整流器数学模型的建立，不失一般性，可以做如下近似A.三相电源为对称三相交流电源，其B.交流侧滤波电感L为理想电感。C.开关管的能量损耗由交流侧等效电阻R代替。 图2-8三相电压型PWM整流器主电路定义单极性二值逻辑开关函数1 （2-1）0其中当时表示开关管上桥臂导通下桥臂关断，时表示开关管下桥臂导通上桥臂关断，其中j=(a，b，c)。考虑a相回路，当VT1导通VT4关断时，即当时有（2-2）当VT1关断VT4导通时即 （2-3）由式(2-2)，（2-3）得 （2-4）根据基氏定律中的电压定律，结合(2-4)式对a相回路列电压回路方程得 （2-5）同理，可得b,c相方程如下： （2-6） （2-7）考虑到电网的电压和输入交流电流为对称三相电压，电流则有（2-8）联立(2-1)～(2-8)得 （2-9）在图2-8中，任意瞬间都有三个开关管导通，其直流侧电流可表示为 (2-10)在图2-8中,根据基氏电流定律，对直流侧电容的正极点列电流方程得(2-11)整理式(2-1)至(2-11)得到PWM整流器在三相静止坐标系下的数学模型为[1] (2-12)当负载为纯电阻负载时，。dq坐标系下三相VSR数学模型由于PWM整流器在三相静止坐标中的各个物理量是时变量，可以将整流器在三相静止坐标系中的各个物理量变换到两相同步旋转DQ坐标系中避免了不利于控制系统的设计的弊端，电网电压矢量和网侧电流矢量为直流分量，有利于控制器的设计。坐标变换采用等功率变换。等功率变换矩阵为[27](2-13)结合式(2-12)，(2-13)得整流器在两相旋转坐标系下的数学模型为[1](2-14)2.5三相电压型PWM整流器控制方法目前，三相PWM整流器广泛采用双闭环的控制方法，控制方法的研究也主要集中在控制网侧电流取得网侧电流给定值并抑制直流侧电压波动的电压外环这两个方面。历经数十年的研究与探索，PWM整流器技术已日渐趋于成熟。PWM整流器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到现在的全控型器件桥路;拓扑结构已从单相、三相电路发展到多相组合及多电平拓扑电路;PWM开关控制由从前单纯的硬开关调制发展到软开关调制;功率等级也从千瓦发展到如今的兆瓦级[3]。随着对PWM整流器及其控制策略的研究日益深入，研究人员也陆续提出了一些较为新颖的系统控制策略，如无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制、、直接功率控制，PWM整流器的时间最优控制、电网不平衡条件下的PWM整流器控制略关于Lyapunov稳定性理论的PWM整流器控制等其他控制策略。这些控制系统都各有优势，但是对于电压型PWM整流器目前应用较多的是电流控制策略。PWM整流器的电流控制策略包含“直接电流控制”和“间接电流控制”两种控制策略。根据有没有引入电流反馈可以将这些控制方法分为两种，引入交流电流反馈的称为直接电流控制，的称为间接电流控制没有引入交流电流反馈。实际上间接电流控制是幅相控制，根据系统低频稳态数学模型(反映稳态下电压平衡关系)要控制网侧电流，可以通过控制电压型PWM整流器的交流侧电压基波的幅值、相位来实现。“间接电流控制”策略著优点是无需电流传感器、结构简单、静态特性良好，但这种控制方式的缺点是:动态响应慢，稳定性差、动态过程中存在直流电流偏移和很大的电流过冲、自身无限流保护、需有过流保护限制了该种策略的实际应用。“直接电流控制”策略是通过对交流电流的直接控制而使其跟随电流给定信号的控制方法，采用交流电流内环、直流电压外环构成整流器控制系统，既可恒定控制直流电压因数，又可实现单位功率。直接电流控制的PWM整流器采用SPWM调制方式，采用双闭环结构，电压外环输出作为电流指令，电流内环则控制输入电流，使之快速跟踪电流指令，其动态响应速度较快、控制精度高、限流容易在实际生产中得到了广泛的应用，但是其缺点是对硬件和CPU的要求比较高[2]。直接电流方法的提出引起了学术界广泛的关注，从系统控制器的结构形式分，直接电流控制分为三种类型[24]:1)电压电流双闭环控制。这是目前应用最广泛，最为实用化的控制方式。他们的共同特点是:输入电流和输出电压分开控制，电压外环的输出作为电流指令信号，电流内环控制输入电流，使之快速地跟踪电流指令。电流内环控制电流，而且起到了改善控制对象的作用。由于电流内环的存在，只要把电流指令限幅就可自然起到过流保护的作用，这是双闭环控制的优点。根据电流控制器的实现形式，又分以下几种形式电流滞环调节器。它具有相当快的电流控制特性，适应参数变化的能力也很强。其缺点是开关的频率不固定，开关应力较大，现在已基本淘汰。代替滞环控制器被串比例或比例积分等线性控制器所代替，并结合电流状态反馈实现电流解耦的控制方法应用比较广泛，其动态特性和滞环控制接近。当不考虑直流电压的变化时，整流器输入电流的模型是线性时不变系统。所以也有采用状态反馈的方法配置电流响应的闭环极点，这种方法和前述串联比例电流调节器加电流反馈解祸的控制方式的本质上是一样的。假设是在离散电流模型中设置极点，并使得电流在采样点后一拍或数拍跟踪上电流指令，这就是所谓的无差拍电流控制或预测电流控制。对于电流的控制既可以在静止坐标系中，也可以是在两相同步坐标中进行。在同步坐标系下可以实现电流的无静差跟踪，电流响应也较为快一些。早期的控制电路主要采用模拟电路，实现坐标变换十分复杂，所以控制器一般选择在静止坐标系中实现。为弥补控制器在静止坐标系下的不足，可以通过在静止坐标系的电流控制器中引入电网反电势信号作为前馈补偿可以增加静止坐标系的电流控制效果和旋转坐标系的接近度。随着处理器技术的不断发展，模拟电路正逐步被数字化系统所代替。在数字化系统中进行坐标变换非常方便，因此使用静止坐标系的控制器便会越来越少。2)第二类控制方式是以整流器的小信号线性化状态空间模型为基础。电压、电流控制不分开，而是对整个系统进行闭环极点配置或设计最优二次型调节器。这种控制方式需要先离线算出每个静态工作点的状态空间模型及其对应的反馈矩阵，然后将其存入存储器。当整流器工作时，应该检测等效负载电阻或负载电流以确定当前工作点，然后查表读取相应的反馈矩阵。这种方式的控制效果不错，只是要对静态工作点的划分很细，所以造成计算量大，实现复杂。3)非线性控制方法。因为整流器本质上是非线性的，所以用非线性控制方法更为适合。这类方法目前还只是处于研究阶段，是国内外学者研究的新热点。本文采用的电流电压双闭环控制系统是基于d-q坐标变换的矢量控制方法，根据矢量控制的观点，把整流器里三相静止坐标系中的各变量变换成两相同步旋转坐标系中的两相分量，得出两相电流分量和电流有功分量、无功分量之间的对应关系，系统控制采用电流内环与电压外环的双闭环控制结构，通过对PWM整流器有功和无功电流的单独控制，达到控制功率因数的目的。2.6电压空间矢量PWM（SVPWM）控制空间矢量PWM(SVPWM)控制策略是根据整流器空间电压矢量切换来控制整流器的一种新的控制策略。基本原理就是把三相PWM整流器输入端电压在复平面上转换为空间电压矢量，通过不同的开关状态组合构成8个空间矢量去逼近电压圆，从而形成SVPWM波。早期的空间矢量PWM控制策略由日本学者在20世纪80年代初针对交流电动机变频驱动而提出的，主要思路为抛弃了之前的正弦波脉宽调制，采用了逆变器空间电压矢量的切换来获得准圆形旋转磁场，以至于可以在开关频率（1～3kHz）不高的条件下，使交流电动机获得了比SPWM控制更好的性能，这种性能主要变现在：SVPWM提高了电动机的动态响应性能和电压型逆变器的电压利用率，同时也减小了电动机的转矩脉动等。另外，简单矢量模式切换更有利于于单片微处理的实现。下面简单介绍一下SVPWM控制方式的基本原理。2.6.1SVPWM基本原理空间矢量控制产生于交流异步电机磁场理论中准圆形磁通的控制思想，并广泛被运用于三相三桥臂无中线的变流器系统，是根据变流器空间电压(电流)矢量切换来控制变流器的一种思路较为新颖的控制方法[32]。图2-9典型三相整流器结构图2-9是典型的三相整流器电路结构图，图中uab、ubc、uca为其相应的输出线电压，ua、ub、uc为变流器三相的输出相电压,根据三相变流器工作原理，因为开关器件受开关变量Sa、Sb、Sc的控制，所以变流器的线电压矢量开关变量矢量T和T相电压矢量T之间的关系可以用表示为以2-15，2-16两个关系式:=Udc(2-15)=Udc(2-16)其中Udc是直流母线电压，或是变流器的直流供电电压。容易得出，由于开关变量矢量T有8种不同的组合值（只能取1和0），则变流桥上半部分的3个功率开关状态就会有8中不同的组合，故其输出的相电压和线电压也有8中对应的组合。开关变量矢量T与输出的线电压和相电压对应关系如表2-1所示。表2-1不同开关组合对应的三相电压cbauaubucuabubcuca0000000000010010001101000101011001110000002.6.2SVPWM的合成分析上表不难发现，用一个模为的空间电压矢量就可以把三相电压型PWM整流器不同开关组合时的交流侧电压可以在复平面表示出来，可以形成六个扇区区域1～6,如图2-10所示图2-10电压空间矢量分区及合成任何一个扇区域中的电压矢量可由该扇形区两边的电压型PWM整流器空间电压矢量合成得到。倘若在复平面上匀速旋转，就得到了对应的三相对称的正弦量。事实上，由于矢量组合和开关频率的限制，的合成矢量只能以某一步进速度旋转，所以便使矢量端点运动的轨迹为一多边形准圆轨迹。显然，随着PWM开关频率的不断升高，步进的间隔越小，多边形准圆轨迹就越接近标准的圆形。在图2-10中，当在1扇区时，则可由、和合成得到，依根据平行四边形法则，有（2-17）式中、——矢量、在一个开关周期中的持续时间；——PWM开关周期。令零矢量的持续时间为，则（2-18）令与的夹角为，由正弦定律算得（2-19）又因为，则联立式（2-18）、式（2-19），可以得到（2-20）式中m——SVPWM调制系数，而且到（2-21）对于零矢量的选择，主要考虑选择或应使开关状态的变化尽量的少，以降低开关损耗，减少开关器件动作次数。在开关的一个周期中，令零矢量插入时间为，若其中插入的时间为，则插入的时间则为其中。在电压空间矢量控制方式中，计算出各矢量的作用时间，还需要确定各矢量的切换顺序。各电压空间矢量的切换次序必须依照以下规则：任意一次电压矢量的变化只能有一个桥臂的开关动作，表现在二进制矢量表示中只有一位变化。只有这样在电机控制中，才可以避免在线电压的半周期内出现反极性的电压脉冲，以至于产生反向转矩，产生转矩脉动和电磁噪声。2.6.3SVPWM与SPWM控制的比较一般的的SPWM控制是将对称的三相正弦调制波和三角载波比较且生成PWM波形，实际上这是一种相电压的控制方式。当调制比m取1时，三相电压型PWM整流器相电压的峰值为，根据相电压与线电压的关系，可以得到线电压的峰值为。显然，普通的SPWM的直流电压利用率不高。对于三相电压型PWM整流器SVPWM控制，当矢量位于1区间时，由式（2-20）、式（2-21）分析易得SVPWM线性调制时的约束条件为（2-22）联立上述三个等式，得（2-23）若对于任意的值，式（2-23）均成立，则（2-24）上式说明：当采用SVPWM控制是，三相电压型PWM整流器相电压峰值的最大值为，和SPWM控制的最大相电压的峰值相比，SVPWM控制将电压利用率提高了很多。依次变动所在区间，所得结论不变。因而，和常规的SPWM控制相比，SVPWM控制更具有电压利用率高的优点。基于SVPWM的三相电压型整流器控制除了以上的有点之外还有下列突出优点：(1)与SPWM控制相比，在相同的波形品质条件下，SVPWM控制具有较低的开关频率，可以行之有效地减少了功率开关管的开关损耗。(2)与SPWM控制相比，SVPWM具有更好的动态性能。当采用SVPWM进行电压型PWM整流器电流控制时，可以根据被跟踪的电流矢量，优化选择三相电压型整流器电压空间矢量进行PWM电流跟踪控制，实现了在相对低的开关频率条件下较好地跟踪电流指令。SVPWM控制能改进SPWM驱动交流电动机时的不足，其关键在于SVPWM更加直接地控制了交流电动机的旋转磁场，虽然SVPWM不输出三相平衡PWM波形，但它不仅在静态，而且任意在暂态期间都能形成准圆形选择磁场。然而，普通的SPWM则将控制重点集中在波形的改进上，使得在不高的开关频率条件下，很难产生较为完善的正弦波电压，即使有较高的开关频率，由于电压型整流器固有的开关死区延时，从而降低了电压利用率，甚至导致波形畸变，因而难以获得更为稳定的交流电机动驱动性能。2.7本章小结本章首先对微处理器的选择及功率器件的选择假设方案进行了解释与论述，分析了PWM整流器四象限工作原理和换流，并通过对PWM整流器的开关过程的分析，建立了基于开关函数的PWM整流器数学模型，同时介绍了两电平的三相电压型PWM整流器的主电路的拓扑结构，并介绍了其基本的工作原理，同时详细分析了电流和电压的矢量关系图，形象的说明了PWM整流器两种基本的工作状态。其次，本章还分析了一些坐标变换的知识，同时建立了三相电压型PWM整流器在三相静止坐标系和两相旋转坐标系下的数学模型，同时还详细介绍了电压空间矢量PWM（SVPWM）控制，介绍了两种控制的基本原理，以及SVPWM的合成，最后比较了SVPWM与SPWM的优缺点。第三章三相电压型PWM整流器系统硬件设计3.1硬件系统设计三相电压型PWM整流器硬件系统构成如图所示，整个系统由整流器主电路，过零检测电路，采样电路，DSP控制电路，驱动保护电路部分等构成。图3-1三相电压型PWM整流器系统结构图整流器主电路是整个系统的核心，它主要实现电能的DC/AC或AC/DC转换，采样电路实现交流侧电流以及直流侧电压，过零检测电路实现电网频率的锁相、电流的检测，DSP控制电路功能主要是用数字实现控制策略并生成SVPWM的波形，对主电路开关器件进行适当的控制，驱动保护电路是主电路与控制电路的接口，其功能是实现控制信号的隔离与功率放大，同时对功率器件进行监测保护。3.2主电路设计由图3-1可知，功率电路为典型的三相BOOST整流器拓扑结构，其中F为进线熔断器；L为交流侧输入电感；为三相对称正弦电压源；等效电阻，包括电感和功率器件的内阻；C为直流侧输出电容；开关器件为IGBT；为电阻型负载。其主要性能指标如下：A.输入额定电压220V，额定功率15KW，B.整流器输出的直流电压：650V。主电路设计主要包括以下五个方面：交流侧电感计算与设计、功率器件选型、进线熔断设计、直流侧电容设计。3.2.1进线熔断器进线熔断器主要是起到对功率单元整体进行短路故障保护的作用，它必须选用保护开关器件用的快速熔断器。快速熔断器的主要参数有：额定电流、额定电压和分断能力。对于功率单元的输入快速熔断器设计，可根据功率单元的额定输入电流和电压进行的指标进行选择。快速熔断器的额定电压应比交流进线电压的有效值要大，但由于电网电压会有波动(一般+15%)，还应适当的留有空隙，即：(3-1)式中U为功率单元进线电压有效值快速熔断器的额定电流Ie，应根据功率单元进线电流的有效值I计算，并留有一定的裕量，即(3-2)I为进线电流有效值，如下式所示：(3-3)Idc为直流电流最大值，则 (3-4)3.2.2功率器件选型功率电路中可以选用IGBT模块来搭建整流电路，对IGBT模块的选择应考虑如下四个方面：a)额定电流ICEI的选择对于额定电流ICE的选择，要根据实际电路中最大额定电流Ie、负载的类型、允许过载的程度等因素进行选择。一般的在电阻性负载的电压变换装置中，当实际电路中电流最大有效值为Ie，则要选ICE=1.5Ie。在任何情况下，通过集电极的最大电流必须在安全工作区的规定范围内。b)额定电压UCE的选择考虑电网电压瞬态尖峰、开关电流引起电压尖峰、电压波动等，如果稳态时，外加最高电压为UM，通常可选取耐压值UCE=1.5~2UM的IGBT。c)散热条件在良好的冷却条件下，可选用额定值较小的IGBT模块。d)实际条件根据生产厂家的产品样本规格，以及电压型PWM整流器所处的工作环境，选择合适的器件。本系统设计考虑到整个装置能短时间输出2~3倍功率，选用三菱公司生产的PM50RSA120型IPM模块。具体参数最大电压为1200V，最大通态电流为50A。3.2.3交流侧电感设计在三相VSR系统设计中，设计交流侧电感相当重要。这是因为三相VSR交流侧电感的取值不仅影响到电流环的动、静态响应，而且还限制了三相VSR功率因数、输出功率以及直流电压。经深入研究可得，总结三相VSR交流侧电感的主要作用[1]如下：(1)滤除VSR交流侧PWM谐波电流，从而实现VSR交流侧正弦波电流或一定频带范围内的任意电流波形控制。(2)隔离电网电动势与VSR交流侧电压。通过VSR交流侧电压幅值、相位的PWM控制，或通过VSR交流侧电流幅值、相位的PWM控制均可实现VSR四象限运行。(3)使VSR获得良好电流波形的同时，还可向电网传输无功功率，基至实现网侧纯电感、纯电容运行特性(4)使VSR具有BoostPWMAC/DC变换性能以及直流侧受控电流源特性。(5)使VSR控制系统获得了一定的阻尼特性，从而有利于控制系统的稳定运行。可见，三相VSR交流侧电感所起到的影响和作用是综合的。对交流侧电感的设计涉及到两个方面[1]：一方面是电感的设计；另一方面是电感值的计算。然而，交流侧电感量的选择需在稳态条件下应满足两个指标：一是满足满足电流波形品质，二是VSR输出有功(无功)功率。一、电感值的计算1．满足VSR有功(无功)功率指标时电感值在忽略VSR交流侧电阻R，且只讨论基波正弦量的条件下，稳态条件VSR交流侧矢量关系图如图所示。图3-2VSR单位功率因素稳态矢量关系图中矢量：V为交流侧控制电压E为电网电动势I为交流侧电流VL为电感电压随着VSR直流侧电压Udc的确定，VSR交流侧电压最大峰值也跟着确定，即(3-5)其中，PWM相电压最大利用率M，采用三角载波SPWM控制时，M取1/2；采用空间矢量(SVPWM)控制时，。由正余弦定理可知：（3-6）将代入式（3-6）中求得：（3-7）式中：Vm——VSR交流侧基波相电压峰值Im——VSR交流侧基波相电流峰值Em——电网相电压峰值由式(3-7)可知：（3-8）联立两个等式得VSR交流侧电感取值为： （3-9）显然可知>0，即。假设三相VSR采用SPWM控制，且忽略VSR损耗，则（3-10）M=1/2在式中，Q为三相VSR交流侧无功功率，P为三相VSR交流侧有功功率。当三相VSR实现单位功率因素控制时，代入上式则(3-11)将式（3-10）代入（3-9）(3-12)2.满足动态和静态电流响应时电感的设计除了要考虑稳态时的功率要求外，设计交流侧电感时，还要考虑满足三相VSR的动态和静态电流响应要求，既要能有效抑制电流谐波又要能快速跟踪交流侧电流指令。为方便分析，只讨论三相VSR正弦波电流控制时电感设计规则，当交流电流过零时电流变化速度最快，此时电感应该足够小，使得交流侧电流能快速跟踪电流的指令，而在正弦波电流峰值时电流谐波含量最大，如果电感不足过大，那么电流谐波便抑止不住在三相VSR拓扑结构中，A相电压方程（3-13）若忽略VSR交流侧电阻，且令则以上A相电压方程简化： （3-14）Sa为二值逻辑开关函数三相VSR交流侧A相等效电路如下图所示。首先分析满足快速电流跟踪要求：图3-3三相VSR交流侧A相等效电路分析电流过零(ωt=0)处附近一个PWM开个周期Ts内的瞬时电流跟踪过程。稳态条件下，当0≤t≤T1时，sa=0，ea≈0，由式(3-14)可得到：（3-15）当T1≤t≤Ts时，sa=1，T1+T2=Ts，由式(3-14)可得到：（3-16）若要满足电流跟踪的快速性要求，则必须满足：（3-17）联立式（3-15）~（3-17），可得：（3-18）当T1=Ts时，获得最大电流变化率，即：（3-19）在交流电流峰值附近主要考虑电感抑制电流谐波的要求，考察电流峰值附近一个开关周期Ts内的瞬时电流跟踪过程。稳态条件下，当0≤t≤T1时，sa=0，e=Em，式(3-14)可化简为：（3-20）当T1≤t≤Ts时，sa=1，式(3-14)可化简为：（3-21）因为峰值附近，，，所以，联立式（3-20）和（3-21）可得：（3-22）式中，Δimax为允许的最大电流谐波脉动量。综上所述，满足电流瞬态跟踪要求时，三相VSR系统电感L取值范围为：（3-23）将三相VSR系统参数：，，，，，代入式(3-12)、(3-23)得：（3-24）（3-25）根据式(3-24)、(3-25)，并考虑到电感尺寸及成本，选得交流侧电感值为4mH。直流侧电容选取上述分析的是交流侧电感的设计方法，在三相VSR系统中，直流侧电容C的测试也相当重要。C选择的是否合适将直接影响到系统直流侧电压的动态性能和稳定性能，它所起到的主要作用有以下三个方面：1)滤波作用，滤除的波为由于开关高频动作所带来的直流电压的高次谐波；2)稳定直流侧电压，在整流器的惯性延时环节内，将直流电压的波动维持在限定的范围；3)储存能量的作用，作为与交流侧能量交换的媒介完成与交流侧电能的交换。直流侧电容的设计既要满足其抗干扰性又要的直流电压的跟随性能要求，当满足直流侧电压的跟随性时电容的设计应该尽量小，而考虑其抗干扰性时其设计又应该尽量大。一般而言，在满足电压环控制的跟随性指标的角度看，VSR直流侧电容应尽量小，从而确保VSR直流侧电压的快速跟踪控制；而从满足电压环控制的抗扰性指标的角度分析，VSR直流侧电容值应尽量大，以限制负载扰动时的直流电压动态的变化，提高其稳定性。只考虑负载存在扰动的情况，假定负载功率在稳态t=0时到时间t=t1内的最大变化为ΔPLmax，则由负荷引起电容电压的最大变化量可以表示为：（3-26）而，因此可以得到：（3-27）考虑整流器最大惯性时间常数为Timax，因此，输出电容的电压应该满足下式：（3-28）将三相VSR系统参数，，，代入（3-28）可得：（3-29）在实际应用工程中，若从体积、重量、价格和动态性能考虑，电容值又不能够选太大；如果选择太小，直流电压的滤波平滑作用将下降。因此，应该综合评价选择电容的大小，根据所解得的数据，选取电容由两个电容C1和C2串联而成C1=C2=4700/400V。3.2.5IPM保护及其接口电路三菱智能功率模块IPM(IntelligentPowerModule)内部不仅存在集成功率开关器件IGBT及其驱动电路，而且还存有过电流，过电压，欠压，短路和过热等故障检测电路，能够做到输出错误信号。PM50RSA120型号IPM主要参数如下：(1)集成栅极驱动电路；(2)完整的功率输出电路，直接连接负载；(3)使用第五代低功耗IGBT开关；(4)集成短路保护电路，过温保护电路，驱动电压欠压保护电路；虽然IPM模块内部存在保护电路和栅极驱动，但是它需要0V，15V的PWM波来进行驱动，而DSP模块输出的PWM信号幅值为3.3V，可以间接用来驱动IPM模块，所以，需要为IPM模块设计接口电路。与此同时，接口电路有主功率部分与控制部分的电气隔离的功能。如图3-4,即为IPM接口电路。图3-4IPM接口电路IPM驱动电源要求的范围是13.5V—16.5V，最好是在15V值下工作，当电压低于13.5V时损耗会有所增加，保护特性会出现漂移，会导致保护功能不够充分，致使IPM损坏。因此就IPM而言，控制电源是十分重要的，直接影响整个系统的性能。IPM控制电源可以采用开关电源，如7815等组成的电源也可以采用TOPSwitch系列的单片开关电源。本文采用7815电源设计，电路比较简单，如图3-5所示。图3-5由7815组成的+15V电源电路图在系统的运行过程中，若IPM中的IGBT过流或出现短路故障，驱动板将检测的过流故障信号通过光耦隔离后，发光二极管点亮，从而输出端的光敏三极管接收到光偏置，会使此光敏三极管饱和导通，那么光耦的上输出端就会输出低电平，从而给DSP的引脚一个故障信号——低电平，DSP马上关闭PWM波的输出，保护了IPM，于此同时也会提出中断请求。IPM处于正常工作状态时，FO引脚会呈现