一种适用于超高频感应加热电源的混合全桥逆变器

一种适用于超高频感应加热电源的混合全桥逆变器

1混合全桥感应加热电源拓扑应用温度加热可用于金属精炼、透热、加热和焊接过程。它是冶金、国防、机械工程等部门不可缺少的一部分。目前感应加热行业正朝着高频和大容量化发展。在1MHz频率以下的应用已被固态高频感应加热覆盖,技术比较成熟;在1MHz频率以上,已经有采用电压源串联型拓扑的小功率电源,不过由于串联型拓扑对母线输入端杂散电感比较敏感,对工艺要求较高,同时死区时间非常短(几十纳秒级别),因此实际应用受到限制,而电流源型拓扑逆变输出端与谐振回路之间不可避免有寄生电感。由于高频电源对寄生参数特别敏感,杂散电感和寄生电容容易引起电压过冲和高频振荡,因此传统的电压源型或电流源型拓扑工作频率很难提高。追溯超高频感应加热电源拓扑,基本可以归结为class-D和class-E功率放大器。典型D类放大器与串联型半桥拓扑类似,都属于直流电压源供电,其驱动必须预留死区时间,并且短路保护困难,不适合用在超高频领域;E类放大器由于其良好的开关特性,适合用在超高频领域。由于它们一般由单管或双管构成,同时对负载要求较高,不适合负载变化较大场合,因此在感应加热场合应用有限。文献提出了一种新颖的超高频感应加热拓扑,不过其等效谐振负载有多个储能元件,有多个谐振频率,过于复杂,不利于负载变化剧烈的场合,同时元件参数也很难匹配。针对上述问题,本文提出一种新颖的混合全桥超高频感应加热电源,它同时具有class-E电路的良好开关特性。该拓扑为一混合拓扑,即输入端为电流源,逆变输出端串接LCR负载。它结合了电压源型拓扑和电流源型的优点,一方面能吸收输入端和输出端的寄生参数,同时又避免了互补桥臂之间预留死区时间或重叠时间的问题,因此适合大功率超高频感应加热场合。2主电路14g混合全桥逆变拓扑主电路如图1所示。输入端为平波大电感,它可以吸收母线寄生电感,输入端为一恒流源。S1~S4为4个带有反并联二极管的MOSFET组成。C1~C4为等效并联谐振电容,它包括有MOSFET的输出电容Coss,VD1~VD4为四个反并联续流二极管。Ld为直流母线串联的大电感;L、R为等效负载,C为串联谐振电容,逆变输出端可以吸收杂散电感,IDC、iL、iVD1分别是直流母线电流、负载电流以及反并联二极管VD1的电流。从输入端看,它属于电流源型拓扑,而输出端又为LCR串联负载,可以看成电压源型拓扑,因此主电路可以看成并联-串联混合式拓扑。为了简化分析,以下假定电路所用元器件皆为理想器件。2.1等效导纳谐振原理图2为等效谐振回路,假定主电路中MOSFET参数一致,即它们的输出电容相同,开关管两端并联电容大小相同,因此C1=C2=C3=C4=Cb/2。由图2所示可知,负载谐振回路为复合谐振回路,等效导纳谐振时,其等效虚部为零,即假定Q2＝(ωLR)2＞＞1,整理式(2)可得负载回路有两个谐振频率式中,f1为串联谐振频率;f2为等效并联复合谐振频率。等效负载幅频特性和相频特性曲线如图3所示。设工作频率为f。当f>f2或f<f1时,负载特性为容性,在开关管导通之时其漏源极两端电压并未下降到零,开关管以非零电压开通,损耗大,逆变器不能工作在此区间;当f1<f<f2时,负载特性为感性,开关管以ZVS、ZCS方式导通,同时关断电压以近似正弦形式上升,开关损耗小,为所需工作状态;当f=f1或f=f2时,此时工作频率等于谐振频率,负载为阻性特性。2.2s1、c3与负载模式项假定电路工作在感性区间,即f1<f<f2。图4所示为逆变器的工作波形。ugS14为S1、S4的门极驱动信号;ugS23为S2、S3的门极驱动信号;uAB为逆变输出电压;uS1为MOS管S1漏源极电压。将电路的一个开关周期分为8个不同的工作阶段组成,图5所示为各阶段等效电路。(1)阶段1(t0~t1):在t0时刻之前,S2、S3导通,S1、S4关断,负载谐振电压受VD1、VD4钳位一直保持为零;负载电流小于零,一部分通过开关管S2、S3,另一部分流向续流二极管VD1、VD4;t0时刻,撤除S2、S3驱动脉冲,同时开通S1、S4;开关管S2、S3上面的电流自然换流至谐振电容C2、C3;C2、C3与负载回路形成并联谐振槽路,S2、S3漏源极电压以正弦形式上升,电压斜率低,因此关断损耗小;负载电压开始谐振上升,负载电流依旧小于零,而续流二极管VD1、VD4电流此时并未下降到零,继续续流。(2)阶段2(t1~t2):t1时刻,iVD1、iVD4过零,电流自然换向至S1、S4,并且开始谐振上升;因此S1、S4实现了ZVS、ZCS开通;在此阶段期间,C2、C3与负载形成并联谐振槽路,负载电流谐振上升。(3)阶段3(t2~t3):t2时刻,负载电压谐振到最高值,此时C2、C3的电流为零,之后开始反向。以上3个阶段负载电流为对上述两式进行拉氏变换可得因此阶段1中VD1电流和阶段2、阶段3中S1电流为(4)阶段4(t3~t4):t3时刻,负载电压谐振到零,之后受VD2、VD3钳位,负载电压一直保持为零;而负载电流一部分流向S1、S4,另一部分经VD2、VD3续流。本阶段负载电流式中,为t3时刻负载电流值。VT1和VD1的电流均为零。(5)阶段5(t4~t5):t4时刻,撤除S1、S4驱动脉冲,同时接通S2、S3;开关管S1、S4上面的电流自然换流至谐振电容C1、C4。C1、C4与负载并联形成谐振槽路,其端电压以正弦形式上升,电压斜率低,因此关断损耗小;负载电压开始谐振上升,负载电流依旧大于零,而续流二极管VD2、VD3电流此时并未下降到零,继续续流。(6)阶段6(t5~t6):t5时刻,iVD2、iVD3自然过零,电流自然换向至S2、S3,并且开始谐振上升;因此S2、S3实现了ZVS、ZCS导通;在此阶段期间,C1、C4与负载形成并联谐振槽路,负载电流谐振上升。(7)阶段7(t6~t7):t6时刻,负载电压谐振到最高值,此时C1、C4上的电流为零,之后开始反向。阶段5~阶段7各电流表达式类似式(8)。(8)阶段8(t7~t8):t7时刻,负载电压谐振到零,之后受VD1、VD4钳位,负载电压一直保持为零;而负载电流一部分流向S2、S3,另一部分经VD1、VD4续流。至此,一个开关周期结束,当t=t8时刻下一个开关周期开始。此阶段各电流表达式类似式(11)。2.3fpsdf2时负载电压实现当工作频率在恰当区域,即如前文所述f1<f<f2。负载电压和驱动波形如图6所示。按照图6所示,负载电压为奇函数。设式中,f为工作开关频率;f2为等效复合并联谐振频率。谐振电压以正弦形式上升,假定负载电压峰值为uABm,因此负载电压可以表示如下:输入直流电压为因此可得负载电压由基波及各次谐波组成,用傅里叶分析法得到基波及各次谐波电压幅值当D=1时,工作频率等于谐振频率,负载电压没有中间一段为零的小平台,只有基波分量,此时效率最高,开关管电压应力最小;根据式(16),如果D过小,会导致负载峰值电压过高,并且此时谐波电压幅值也相应增加。2.4等效谐振回路的特点(1)电源输入端有平波大电感,逆变输出端为LCR串联负载,可以避免输入引线寄生电感、输出引线寄生电感带来的不利影响,并且短路保护能力强。(2)当工作在感性区域时,负载电压以ZVS、ZCS导通,近似ZVS关断,开关损耗小,适合超高频场合。(3)由于输入端是电流源型,输出端是电压源型,因此互补驱动之间无需留死区时间或重叠时间。(4)等效谐振回路只有三个储能元件,负载配置简单,适合负载变化较激烈的场合。(5)开关管要承受较大的电流应力,同时对主电路布线要求较高,特别是并联谐振电容上面的引线电感对电路影响较大,这也是本电路的缺点所在。3开关管zvs、zcs导通综上所述,当选取合理的负载参数时,开关管有良好的开关环境。为验证前述理论分析的正确性,对电路进行了仿真研究并搭建了1MHz/1kW的实验样机。下表为仿真和实验时所用元件及其参数。图7为Matlab仿真波形,其中波形1为开关管驱动波形;波形2为对应开关管漏源极电压;波形3为对应开关管电流波形;波形4、波形5分别为负载电压、负载电流波形。在开关管驱动脉冲来临之前,开关管电流小于零,此时其反并二极管续流,因此可以实现开关管ZVS、ZCS导通,关断时开关管漏源极电压以正弦形式上升,近似为ZVS关断。图8为所搭建硬件电路实验波形。图8a和图8b为两路互补桥臂驱动波形及其展开图;高电平为+15V,低电平为-5V,占空比接近0.5,驱动之间几乎没有死区时间;同时也没有长时间弥勒效应,因此该拓扑适合用在超高频电源中。图8c为当工作频率f=1.20MHz>f2时,负载电压uAB、负载电流iL波形。此时负载特性为容性,开关管导通之前漏源极电压并未谐振到零,导通损耗大,并且此时电路振荡比较严重,实际中应当避免工作在此区域。图8d为当工作频率f=f2=1.11MHz时,负载电压uAB、负载电流iL波形。此时负载特性为阻性,MOS管以ZVS、ZCS导通,ZVS关断,为理想工作情况,实际中很难在此工作。图8e为当工作频率f=1.0MHz<f2时,负载电压uAB、负载电流iL波形。此时负载特性为感性,开关管以ZVS、ZCS导通,近似ZVS断开。图8f为对应开关管漏源极电压和其驱动之间的关系,可见此时在开关管栅极脉冲来临之前,其漏源极电压已经降为零,而关断时漏源极电压以正弦形式上升,关断损耗小,实际中电路应当工作在此区域。4并带辅助开关管输出电容