降低高性能CPU电源中的元件成本

精品文档-下载后可编辑降低高性能CPU电源中的元件成本新处理器对电源的要求越来越高，快速的负载阶跃响应、严格的输出电阻限制以及快速的输出变化都是必不可少的。因此，选用合适的控制器至关重要。

同样的控制器，不同的电感和电容

首先来看现有的控制器。对于台式计算机和一些较大的笔记本电脑来说，具有最小纹波电流的四相控制器为负载阶跃提供最快速的响应。但是，必须有足够高的开关频率以所需的转换速率来响应负载瞬变，还需要MOSFET来保证低的导通电阻RDSON并且使高频开关损耗最小。

如果需要提高开关频率，那么需要增加控制器反馈环路的带宽以提供足够快的响应，可是大带宽的控制器却未必稳定。如果对现有控制器降低带宽，提高开关频率就没有任何意义，因为降低带宽总是会限制环路响应的。

电感无法提供大的电流阶跃，所以需要大容量的电容，这样提高成本并加大了印制电路板面积。而且电容的容量也有上限，使用过多电容会使电源无法及时响应动态输出的电压阶跃。

解决新问题的新控制器

新的多相同步降压式控制器解决了上述问题。其在高速条件下稳定的反馈环路可以在降低成本的同时减小设计尺寸。

通过适当地补偿，一个宽带控制器可以处理最大的负载阶跃，而且没有振荡。这种控制器可以从电感获取更多的电流，对电流瞬变的响应很快，还可同时开启多个相位，这样就增大了可用电流而无须附加的大电容。

有了处理大负载阶跃的控制器，电感、电容和MOSFET的选择就很简单了。先考虑元件的选择，再考察控制器。

选择四相位以便满足高电流需求，每相位330kHz的开关频率是开关损耗、纹波和输出滤波器尺寸之间的很好折中，但是对于某些控制器可能会再高一些。

优先考虑电感

电感值的选择取决于对输出纹波的要求。由电感纹波电流引起的纹波电压

选择一个电感，其纹波电流峰峰值低于电感最大直流电流一半。11A的纹波电流会产生输出电阻为1．0mW的7mVpp纹波电压；对于四相VRD电源，Fsw330kHz，采用式(1)计算得L≥320nH。

如果实际中的纹波比设计中更小，就可以采用更小的电感。在许多控制器设计中，电感的直流电阻会影响电流检测。上佳的选择就是DCR约为R。的l／2～3／2，这要取决于控制器。

求最小输出电容

仅把一堆大电容用于低频输出滤波器是没有用的，需要动态地改变VVID这样必须有上限值一电源必须在时间tv内提供规定误差为VERR的电压阶跃Vv；输出需要一个最小的电容用于最大的负载阶跃DI．和最大允许过冲条件下的平滑卸载电压，这必须有下限值。

大电容组的等效串联电阻(ESR)应该小于压降电阻R。的两倍。如果Cxmin(最小值)大于Cxmax(最大值)的话，就应该采用较小的电感或者更多的相位来满足VVID阶跃指标。为了保证采用较小电感时具有同样的输出纹波，就必须提高开关频率。

假设Cz=180μF，用230μs完成450mV阶跃，过冲限制为50mV，建立时间误差2．5mV，可以得出大电容值Cx的范围为3．92～43mF。

最后检查大电容的等效串联电感(ESL)，以便保证它足够低以限制负载阶跃期间的高频振荡。其必须满足：

ESL≤Cz・RO2・Q2

(2)

其中，对于衰减起主要作用的系统Q2要限制在4／3。

这样得到ESL≤240pH。如果大电容组的ESL太大的话，要增加陶瓷电容的数量，或者采用ESL值较低的大电容以便限制下冲。

MOSFET的选择

在降压式稳压器中，MOSFET的RDSON要低，以便使传导损耗和功率损耗最小；输入电容要低，以便缩短导通时间。可是具有低损耗CISS值的快速器件会提高RDSON，所以必须折中考虑。双MOSFET驱动器ADP3120A可在12V的VIN下可提供10V的最小栅极驱动，所以具有逻辑电平阈值的MOSFET是一个很好的选择。

当开关结点变成高电平时，如果同步MOSFET的反相传输电容CRSS对栅极耦合出足够的电荷，那么其就可以接通。这样会导致主器件和同步器件一起被击穿。在同步器件中，反馈电容CRSS与输入电容cISS的比值如保持1／10或者更低的值就可以防止上述情况。

同步MOSFET的关断时间应该短于每相位MOSFET驱动器的死区时间。驱动器ADP3120具有2W的输出阻抗和45ns典型死区时间。采用栅极电阻典型值为lW的MOSFET，并保证2．5RINCISS低于45ns，可以得到上限值为6000pF的总栅极电容。

高压侧(主)MOSFET需要处理源自导通电流和开关损耗的功率损耗。开关损耗则取决于MOSFET的导通和关断的次数，所以主MOSFET输入电容必须低于同步MOSFET。

同步MOSFET和主MOSFET的传导损耗的差别就在于占空比，因为同步MOSFET和主MOSFET具有互补的导通时间。

输入电容建议

高压侧MOSFET漏极电流是一种粗糙的方波，占空比等于n・Vout／Vin，幅度为最大输出电流的1／n倍。因此必须采用低ESR输入电容(根据最大RMS电流而定)在输入端过滤纹波。

输入电容值取决于纹波的大小和其他几种因素，来自交流电流积分器的电容电压就是其中一个。

大多数纹波来自于电容ESR和交流电流。将这个具有低ESR值的IR压降减至最小以便满足系统需求。

控制器速度

实际上需要多大的控制器带宽呢?这取决于具体的应用。控制器系统应该在尽可能最宽的范围内具有阻抗，此输出阻抗应该与载荷的电阻相匹配。控制器的电压误差放大器和电流检测放大器的带宽都应该足够宽，使电感和输出电容的响应起主要作用。

控制器要对最大负载级和卸载做出明显的响应。控制器、驱动器和MOSFET也必须足够快才能满足动态VVID的变化。

如果瞬变发生在控制器不活动期间，那么老式的单边设计要等到下一个时钟周期才能开始响应。其中大多数一次只有一个时钟相位，从而迫使电源从大电容提供电流。当单边控制器激活时，它最多只能提供两种相位。

最近的控制器体系结构采用异步修正以便减少电容来缩短负载阶跃响应时间。它们可以一次开启所有的相位来提供CPU的电流需求。也不存在内部响应时钟延迟。

同步大控制器，例如ADP3192，可以动态检测负载变化。其重新启动相位与负载阶跃同步，无需等待就可提供最大电流。负载阶跃响应时间典型值在最坏的情况下为300ns。因为有附加电流进入负载，而且当初始的负载阶跃要求满足之后就是正常的多相位操作，所以纹波不会增加。

ADP3192采用非线性增益来响应负载阶跃。来自最大负载阶跃的大信号正好是其传递曲线的高增益部分以便接通所有输出相位，在曲线的低增益部分较小的负载阶跃会引发每个相位的PWM变化。这样就提高了抗噪声能力，降低了抖动，因为大多数噪声将位于传递曲线的小信号、低增益部分。具有恒定高增益的控制器更加容易受到噪声的影响。

像ADP3192这样的控