双闭环可逆直流脉宽PWM调速

交直流调速课程设计任务书一、 题目双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计二、 设计目的1、 对先修课程（电力电子学、自动控制原理等）的进一步理解与运用2、 运用《电力拖动控制系统》的理论知识设计出可行的直流调速系统，通过建模、仿真验证理论分析的正确性。也可以制作硬件电路。3、 同时能够加强同学们对一些常用单元电路的设计、常用集成芯片的使用以及对电阻、电容等元件的选择等的工程训练。达到综合提高学生工程设计与动手能力的目的。三、 系统方案的确定自动控制系统的设计一般要经历从“机械负载的调速性能（动、静）一电机参数一主电路一控制方案”（系统方案的确定）一“系统设计一仿真研究一参数整定一直到理论实现要求一硬件设计一制版、焊接、调试”等过程，其中系统方案的确定至关重要。为了发挥同学们的主观能动作用，且避免方案及结果雷同，在选定系统方案时，规定外的其他参数由同学自己选定。1、 主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管IGBT构成H型双极式控制可逆PWM变换器；2、 速度调节器和电流调节器采用PI调节器；3、 机械负载为反抗性恒转矩负载，系统飞轮矩（含电机及传动机构）4、 主电源：可以选择三相交流380V供电；5、 他励直流电动机的参数：见习题集【4-19】（P96）=1000r/min，电枢回路总电阻R=2Q，电流过载倍数入二2。四、 设计任务a）总体方案的确定；b） 主电路原理及波形分析、元件选择、参数计算；c） 系统原理图、稳态结构图、动态结构图、主要硬件结构图；d） 控制电路设计、原理分析、主要元件、参数的选择；e） 调节器、PWM信号产生电路的设计；f） 检测及反馈电路的设计与计算；五、 课程设计报告的要求1、 不准相互抄袭或代做，一经查出，按不及格处理。2、 报告字数：不少于8000字（含图、公式、计算式等）。3、 形式要求：以《福建农林大学本科生课程设计》（工科）的规范化要求撰写。要求文字通顺、字迹工整、公式书写规范、报告书上的图表允许徒手画，但必须清晰、正确且要有图题。4、 必须画出系统总图，总图不准徒手画，电路图应清洁、正确、规范。未进行具体设计的功能块允许用框图表示，且功能块之间的连线允许用标号标注。六、 参考资料1、电气传动控制系统设计指导李荣生机械工业出版社2004.62、新型电力电子变换技术陈国呈中国电力出版社3、电力拖动自动控制系统陈伯时机械工业出版社4、电力电子技术王兆安黄俊机械工业出版社2000.1交直流调速课程设计说明书一、系统方案的确定直流电动机：型号：H力矩：4.9N.m电枢电阻：1.64电枢回路总电感：10.2mH额定转数：1000rpm额定电流：1.64A额定电压：110v选择PWM控制系统的理由脉宽调制器UPW采用美国硅通用公司（SiliconGeneral）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。PWM系统在很多方面具有较大的优越性:1） PWM调速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2） 开关频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3） 低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到1：10000左右。4） 如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快，动态抗扰能力强。5） 功率开关器件工作在开关状态，导通损耗小，当开关频率适当时，开关损耗也不大，因而装置效率较高。6）直流电源采用不可控整流时，电网功率因数比相控整流器高。变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见，变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。在变频调速方式中，PWM调速方式尤为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。3.采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，闭环控制具有一系列优点。在反馈控制系统中，不管出于什么原因（外部扰动或系统内部变化），只要被控制量偏离规定值，就会产生相应的控制作用去消除偏差。因此，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并能改善系统的响应特性。由于闭环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用pi控制器时，可以保证系统稳态速度误差为零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态速降小等，单闭环系统就难以满足要求。这主要是因为在单闭环系统中不能完全按照要求来控制动态过程的电流或转矩。另外，单闭环调速系统的动态抗干扰性较差，当电网电压波动时，必须待转速发生变化后，调节作用才能产生，因此动态误差较大。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动；二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电流进行调节。以上两点都涉及电枢电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量，组成转速、电流双闭环调速系统。二、主电路2.1PWM变换器介绍

脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。PWM变换器有不可逆和可逆两类，可逆变换器又有双极式、单极式和受限单极式等多种电路。下面分别对各种形式的PWM变换器做一下简单的介绍和分析。不可逆PWM变换器分为无制动作用和有制动作用两种。图2-1(a)所示为无制动作用的简单不可逆PWM变换器主电路原理图，其开关器件采用全控型的电力电子器件。电源电压u一般由交流电网经不可控整流电路提供。电容C的作用是滤波，二极管VD在电力品体管VT关断时为电动机电枢回路提供释放电储能的续流回路。图2-1简单的不可逆PWM图2-1简单的不可逆PWM变换器电路(a)原理图(b)电压和电流波型电力品体管VT的基极由频率为f，其脉冲宽度可调的脉冲电压ub驱动。在一个开关周期T内，当0<t<t时，Ub为正，VT饱和导通，电源电压通过VT加到电动机电枢两端；当t<t<T时，U为负，VT截止，电枢失去电源，经二极管VD续流。电动机电枢两端的平均电压为u广亍U=pU式中，p=/=二——PWM电压的占空比，又称负载电压系数。p的变5化范围在0〜1之间，改变，p即可以实现对电动机转速的调节。图2-1(b)绘出了稳态时电动机电枢的脉冲端电压匕、平均电压匕和电枢电流/的波型。由图可见，电流是,•脉动的，其平均值等于负载电流I=T/Cd d dlLm(tl——负载转矩，C——直流电动机在额定磁通下的转矩电流比)。由于VT在一个周期内具有开关两种状态，电路电压平衡方程式也分为两阶段，即在0<t<t期间U=Ri+L、+E°n 5ddt0=Ri+Ld^+Eddt式中，R，L——电动机电枢回路的总电阻和总电感；E——电动机的反电动势。PWM调速系统的开关频率都较高，至少是1〜4kHz，因此电流的脉动幅值不会很大，再影响到转速n和反电动势E的波动就更小，在分析时可以忽略不计，视n和E为恒值。这种简单不可逆PWM电路中电动机的电枢电流加不能反向，因此系统没有制动作用，只能做单向限运行，这种电路又称为“受限式”不可逆PWM电路。这种PWM调速系统，空载或轻载下可能出现电流断续现象，系统的静、动态性能均差。图2-2(a)所示为具有制动作用的不可逆PWM变换电路，该电路设置了两个电力品体管VT1和VT2,形成两者交替开关的电路，提供了反向电流的—id通路。这种电路组成的PWM调速系统可在第I、II两个象限中运行。VT1和VT2的基极驱动信号电压大小相等，极性相反，即ub=-Ub。当电动机工作在电动状态时，在一个周期内平均电流就为正值，电流id分为两段变化。在0<t<t期间，Ub1为正，VT1饱和导通；ub2为负，VT2截止。此时，电源电压u5加到电动机电枢两端，电流id沿图中的回路1流通。在t<t<T期间，气1和U2改变极性，VT1截止，原方向的电流i,沿回路2经二极管VD2续流，在VD2两端产生的压降给VT2施加反压，使VT2不可能导通。因此，电动机工作在电动状态时，一般情况下实际上是电力品体管VT1和续流二极管VD2交替导通，而VT2则始终不导通，其电压、电流波型如图2-2(b)所示，与图2-1没有VT2的情况完全一样。如果电动机在电动运行中要降低转速，可将控制电压减小，使u11的正脉冲变窄，负脉冲变宽，从而使电动机电枢两端的平均电压U降低。但是由于惯性，d

<E的情况。这时电动机的转速n和反电动势E<E的情况。这时d电力品体管VT2能在电动机制动中起作用。在t<t<T期间，VT2在正的ub2和反电动势E的作用下饱和导通，由E-ud产生的反向电流—i,沿回路3通过VT2流通，产生能耗制动，一部分能量消耗在回路电阻上，一部分转化为磁场能存储在回路电感中，直到t=T为止。在t<t<t（也就是0<t<t）期间，因U%变负，VT2截止，_i只能沿回路4经二极管VD1续流，对电源回馈制动，同时在VD1上产生的压降使VT1承受反压而不能导通。在整个制动状态中，VT2和VD1轮流导通，VT1始终截止，此时电动机处于发电状态，电压和电流波型图2-2（c）。反向电流的制动作用使电动机转速下降，直到新的稳态。图2-2图2-2具有制动作用的不可逆PWM变换电路这种电路构成的调速系统还存在一种特殊情况，即在电动机的轻载电动状态中，负载电流很小，在VT1关断后（即,<t<T期间）沿回路2径VD2的续流电流〃很快衰减到零，如在图2-2（d）中的t~t期间的t时刻。这时VD2两

端的压降也降为零，而此时由于U为正，使VT2得以导通，反电动势E经VT2沿回路3流过反向电流—〃，产生局部时间的能耗制动作用。到了0<t<t期间，VT2关断，-i又沿回路4经VD1续流，到t=t时-i衰减到零，VT1在u作d 4d b1用下因不存在而反压而导通，电枢电流再次改变方向为〃沿回路1经VT1流通。在一个开关周期内，VT1、VD1、VT2、VD1四个电力电子开关器件轮流导通，其电流波形示图2-2（d）。综上所述，具有制动作用的不可逆PWM变换器构成的调速系统，电动机电枢回路中的电流始终是连续的；而且，由于电流可以反向，系统可以实现二象限运行，有较好的静、动态性能。可逆PWM变换器主电路的结构形式有T型和H型两种，其基本电路如图2-3所示，图中（a）为T型PWM变换器电路，（b）为H型PWM变换器电路。图2-3可逆PWM变换器电路(a)T型((a)T型T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆PWM变换器电路，它由四个可控电力电子器件（以下以电力品体管为例）和四个续流二极管组成的桥式电路，这种电路只需要单极性电源，所需电力电子器件的耐压相对较低，但是构成调速系统的电动机电枢两端浮地。H型变换器电路在控制方式上分为双极式、单极式和受限单极式三种，本次设计我们选择双极式H型可逆PWM变换器。主电路如图2-5所示。图2-5H桥主电路图2-5H桥主电路G3J匕Ui<=300V丕VD12.2系统控制电路图控制电路如下所示。主要组成部分有信号设定（频率给定、给定积分器）、正弦参考信号幅值和频率控制电路（绝对值运算器、压控振荡器、函数发生器、极性鉴别器）、PWM波发生器（三相正弦波发生器、锁相环、三相波载波发生器、比较器）及与主电路相隔离的电压/电流检测回路、驱动回路及保护回路

函数奁生器整汗我o—2S□ 沱对隹莅算器匚血*炉忙另比我器卵动器电任临，自控制,压控二I.-沌口珂（7•二相止弛波发十器比较三膈载坂发生器挠性函数奁生器整汗我o—2S□ 沱对隹莅算器匚血*炉忙另比我器卵动器电任临，自控制,压控二I.-沌口珂（7•二相止弛波发十器比较三膈载坂发生器挠性止间，*.场诺利褰削器jA/W口'UIAW)晡出电踏耶命器通用型PWM变频器原理图框图2.3双闭环直流调速系统的静特性分析由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下diU=Ri+Lf+EdiU=Ri+Lf+E按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是U广丫U，平均电流用Id表示，平均转速n=E/C，而电枢电感压降L鸟的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成dtYU=RI+E=RI+Cn则机械特性方程式nCCdn0Cd

e e e2.4双闭环直流调速系统的稳态结构图首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图如图4所示，分析双闭环调速系统静特性的关键是掌握PI调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和——输出达到限幅值；不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI作用使输入偏差电压在稳态时总是为零。图4双闭环直流调速系统的稳态结构框图实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。为了获得近似理想的过度过程，并克服几个信号综合于一个调节器输入端的缺点，最好的方法就是将被调量转速与辅助被调量电流分开加以控制，用两个调节器分别调节转速和电流，构成转速、电流双闭环调速系统。所以本文选择方案二作为设计的最终方案。如图5为双闭环直流调速系统原理.

图5双闭环直流调速系统原理图2.5主电路设计主电路由二极管整流器UR、PWM逆变器UI和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容C滤波，同时兼有无功功率交换的作用。可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图7为桥式可逆PWM变换器。这时电动机M两端电压Uab的极性随开关器件驱动电压极性的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，本设计用的是双极性控制的可逆PWM变换器。双极性控制的桥式可逆PWM变换器有电流一定连续、可使电动机在四象限运行、电动机停止时有微振电流可消除静摩擦死区、低速平稳性好等优点。图7桥式可逆PWM变换器图8为双极式控制时的输出电压和电流波形。i,1相当于一般负载的情况，脉动电流的方向始终为正；i,2相当于轻载情况，电流可在正负方向之间脉动，但平均值仍为正，等于负载电流。图8双极式控制时的输出电压和电流波形双极性控制可控PWM变换器的输出平均电压为U=siU— °^U—(°^—1)Udtstst s转速反馈电路如图9所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数T-0.012so根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。RnCon图9转速反馈电路_Un R0/2.j^"RnCon图9转速反馈电路_Un R0/2.j^"R0/2—1——ConRbalUn* R0/2Ui*R0/2C^h2.6泵升电压限制当脉宽调速系统的电动机减速或停车时,储存在电机和负载传动部分的动能将变成电能，并通过PWM变压器回馈给直流电源。一般直流电源由不可控的整流器供电，不可能回馈电能，只好对滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。如果要让电容器全部吸收回馈能量，将需要很大的电容量，或者迫使泵升电压很高而损坏元器件。在不希望使用大量电容器（在容量为几千瓦的调速系统中，电容至少要几千微法）从而大大增加调速装置的体积和重量时，可以采用由分流电阻R和开关管VT组成的泵升电压限制电路，用R来消耗掉部分动能。R的分流电路靠开个器件VT在泵升电压达到允许数值时接通。2.7主电路参数计算和元件选择整流二极管的选择根据二极管的最大整流平均!f和最高反向工作电压Ur分别应满足:If>I」xI顷）+2牝1.1x6/2=3.3皿）U>1.1x丁2xU=1.1x。2x110=171（V）故选用型号ZP10A根据叽=°.9x110x°.95=94（V）2xC>1.5x0.02，艮口C>15000UF

故此，选用型号为CD15的铝电解电容，其额定直流电压为400V，标称容量为22000uF。绝缘栅双极晶体管的选择最大工作电流[ 2U 最大工作电流[ 2U 440maxR 0.45=978(A)集电极一发射极反向击穿电压(BVceo) (BVceo)^(2-3)Us=440-660(V)2.8双闭环调节器设计H型单极式PWM变换器供电的直流调速系统，采用宽调速直流电动机。额定力矩为4.9N-m，电枢电阻Ra=1.64q，电枢回路总电感L=10.2mH，额定电流iom=6A，额定电压unom=110V。调速系统的最小负载电流io=1A，电源电压U、=122V，电力晶体管集电极电阻r=2.5q，设k1=K2=2。】m=1000r/min，电枢回路总电阻R=2。，电流过载倍数入=2，U*nm=U*im=Ucm=10V;GD2=1.5Nm2；变压器二次电压为52V；PWM装置的放大系数K=11；PWM装置延迟时间的T=0.4ms。S S电流环的设计确定时间常数(1)脉宽调制器和PWM变换器的滞后时间常数twwm与传递函数的计算由于PWM装置延迟时间常数Ts=0.4ms,故t=0.4ms,由于PWM变换器的放大系数为k =11，PWM于是可得脉宽调制器和PWM变换器的传递函数为WPWMWPWM($)=TKPWM11+1 0.0004S+1(2)电流滤波时间常数Tm取0.5ms(3)电流环小时间常数TZi=TPWM+To=0.4+0.ms=0.ms选择电流调节器结构=0.0051s

根据设计要求，b「%<5%，而且t/T£j=5.1/0.9=5.67<10因此可以按典型I型系统设计电流调节器选用PI型，其传递函数为选择电流调节器参数110—1.64x6 =0.1V•min/r1000GD2R1.5x2GD2R1.5x2x兀 =0.08s375CC375x0.12x3010.2X10-3=0.0051s，ii=匚=0.0051s要求bi%<5%时,应取KT要求bi%<5%时,应取KT£I=0.5，因此Ki0.50.5s-1=555.56s-10.0009U*tm~人IN10——=0.833V/A于是K=kPWM0于是K=kPWM0.X0512 =0.620.83x311检验近似条件oci=K]=555.56s-1（1）要求oci1<,ci（2）要求o现一1（1）要求oci1<,ci（2）要求o现一13T1现3-1=148.52s-1<o.cis-1=833.3s-1>o.cis-s-1>3ci。可见均满足要求。计算ACR的电阻和电容取R=40K。，贝UR.=KR0=0.6汶4=0 2G.，8取R.=27kQ「 0.0051C=—= x106日F=0.^F1R27000iC=竺r=X0.0001506日f=0.QFoR40x1300按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为a=4.3%<5%，故满足设计要求。（二）、转速环设计1、确定时间常数（1） 电流环等效时间常数为2七=2x0.009=0.0018s（2） 取转速滤波时间常数t=0.005s（3） t=2T+T=0.0018s+0.005s=0.0068s2、ASR结构设计根据稳态无静差及其他动态指标要求，按典型II型系统设计转速环，ASR选用PI选用PI调节器，其传递函数为匕r（s）=KLA±1Tns3、选择ASR参数取h=5，则tn=hT插n=5x0.0068s=0.034sK=h+1= 6 s-2=2595.2s-N 2h2T2 2x25x0.00682£n2haRT2haRT£n校验近似条件=2595x20.=034s818.246x0.8次30.0渺016 0.103 =34.122xX0.X)1x2 0.0068n（1）要求W<-^，现 = 1 =222.22s-1>3£i £i（2）要求3c£打方'£ion现;\:1 _1: 1 … …；2TT 3?2x0.0009x0.005 ^ 勇£ion可见均能满足要求。5、计算ASR电阻和电容取R=40k。，贝URn=KR=34.1X4kn=136k，Q取1440kQC=二=0.034x10,日f=0.0怛的取0.1|ifnR144X)10nC=虬T=4X0.0(X50)日F=0pFonR40X 13006、检验转速超调量因立匕qn%因立匕qn%=81.2%x2x10.167133.1 0.0068x 100018.7%<20%0.08AC▲ AnTQ%=(max)2(-z )N--mn CnTbNm当h=5时，ACmax%=81.2%，而An="=W^_-7.=133