BUCK电路手册笔记

BUCK电路的简介串接晶体管的高功耗耗和笨重的工频变压器使得线性调整器的大散热片和大体积储能电容增大了线性调整器的体积。0.2~0.3W/in3，储系统所需要的足够长的保持时间。20世纪60年月就开头稳压电源。1.1.承受的是恒频的工作方式，这种模式下的工作方式，功率开关管的通断频率f不变，即周期T不变，通过调整占空比〔TON

/T〕来调整输出电压。ON注T /T一般称为占空比即一个周期内的导通时间T 占ONON周期T的百分比。在某些书中也可以承受TON

/(TON

TOFF

来表示。TOFF

为功率开关管的关断时间，TTON

T 。OFFBUCK电路的根本工作方式BUCK1.11.1BUCK电路的根本工作方式ON1.1，MOS管QVdc串联,Q的硬处形成方波电压。承受恒频把握方式，占空比可调,QT。ONDQ导通时，V点电压也应为直流输入电压VdcQ导通，0〕，L，流出输出端。等效模型如图1.2。D1.2QLVD点电压，快速流二极管”〕被导通，并钳位于-0.8V1.3。1.3如此重复的工作······BUCK1.3MOSFETPWMPWM，占空比可调。Q导通时，VDVdc〔QQL产生反电动势，使得0D被导通，并钳位于-0.8V0VVD的波形如图〔b〕所示。电压低于VdcL承受的电压为〔Vdc-VO〕，由于Vdc,VO电压流线性上升其斜率为I/t(VdcVo/L,L为电感量，此时电感内MOSFET内部1.4〔c〕所示。当Q关断时，VD点电压，快速下降到0V〔假设二极管的导0V〕，而电感的电流不能突变，电感产生反电动势以DVD点电压会变得很负以保持电感上的电流方向不变，但是此时续流二极管导DLMOSFET关断完毕时，回到电流初始值VO电压均为恒定值不变，所以电感L承受的电压为〔VO+1〕V，续流二极管D 和电感 L 的电流下降斜率为I/tVo/LVo)/L1.〔d,1.4〔e〕。D依据基尔霍夫电流电流定律 KCL可知:电感的电流等于MOSFET的电流续流二极管D的电流之和即IL=IQ+I依据1.4〔c〕、〔d〕、〔e〕便可以看出。D注：电感的电流不能突变以直流电压为例：开关闭合的瞬间，电感电流的变化趋势〔从无到有电感自感电势最强，线圈直流电阻。但是通常我们认为的“电感的电流不能突变”是指通过线圈的电流。1.４BUCK电路的三种工作模式:连续工作模式，临界工作模式和不连续工作模式。BUCKBUCK电路中电感的工作模I电流的变化。如图〔a〕、〔b〕、〔c〕。L图〔a〕连续工作模式图〔b〕临界工作模式不连续工作模式0V，为连续工作模式;0V，为临界工作模式;期的导通之前，电感电流已经下降为0V，为不连续工作模式。BUCK电路的测试与实物设计：PSIM〕BUCK电路〔连续工作模式〕的仿真测试1、BUCK电路〔连续工作模式〕1.51.5和续流二极管的正向导通压降均为０Ｖ注：PWM波的产生方式：1.7：1.7波形转换原理如下：>锯齿波压如图1.7的T 相输入端电压<锯齿波的电压输出端ONPWM波。注：PWM波是占空比可调的方波。占空比是指高电平占一个方波周期的比例。BUCK〔连续工作模式〕1.6〔Ia0〕1.6BUCK电路〔临界工作模式〕的仿真测试1、BUCK电路〔临界工作模式〕1.71.72、BUCK电路〔临界工作模式〕1.81.8BUCK电路〔不连续工作模式〕的仿真测试1、BUCK电路〔不连续工作模式〕1.91.92、BUCK电路〔不连续工作模式〕1.101.10BUCK电路的实物设计设计要点：1、MOSFET的选取；2、续流二极管的选取；3、输出电容的选取；4、变压器电感的计算；5、PWM波的发生和电流放大电路；6、反响闭环的设计。1、MOSFET的选取；连续漏极电流〔ContinuousDrainCurrent〕R

DS(ON)

〔StaticDrain-SourceOn-StateResistance〕尽可能小，削减损耗。最大漏极源极电压由BUCK电路的直流输入电压Vdc打算的；连续漏极电流由MOSFET的工作峰值电流打算1.4可知，BUCK电路工作于连续工作模式下，其负载电流IONIQ峰峰值的一半，

可知其峰值电流等于IQ

1I;2而II*Tt ON

;而TON

Vo*TVdcLL综上，MOSFET 的工作峰值电流为I 1II

1*(VdcVo)*Vo*T ;ON 2

ON 2 L Vdc导通内阻R 是取决于选取的MOSFET本身与BUCKDS(ON)电路无关，可以通过查找芯片手册datasheet中的R 。DS(ON)2、续流二极管的选取:1Vrr〔Repetitivepeakvoltage〕；〔2〕最大整流电流〔平均值〕IOforwardrectifiedcurrent〕

〔Maximumaverage〔3〕反向恢复时间Trr〔ReverseRecoveryTime〕电路的直流输入电压Vdc打算的；最大整流电流〔平均值〕IO

由续流二极管的工作峰1.4〔c〕〔d〕可知，续流二极管的峰值电流和MOSFET 的工作峰值电流全都，计算方法全都，为I 1II

1*(VdcVo)*Vo*T；ON 2

ON 2 L VdcTrrf打算；3、输出电容的选取；主要参数:〔1〕耐压值；〔2〕容值。BUCK〔VdcVo)打算的；容值依据设计要求的纹波电压Vrr来确定〔念请看附录〕；BUCK电路实物设计中的输出电容，并非抱负电容。它可以等效为一个寄生电阻R ,一个电感L 和一个抱负电容C 串联O O O而成的。如图1.11。R 称为等效串联电阻〔ESR〕，L 称为等效O OO

，等效串联电阻RO〔ESR〕，等效串联电感〔ESL〕LO三者一起打算的。1.11。但是对于低频纹波电流，等效串联电感〔ESL〕LO

可以无视不计，输出电压的纹波主要由抱负电容CO〔ESR〕来打算。

和等效串联电阻RO500KHz〔ESL〕L O效串联电阻RO

，可是一般的生产厂家都不会供给这方面数据，解电容，其R *C 值近似为一常数值，约为50*10 。O O因此要计算输出电容CO

BUCK电路要求纹波电压Vrr计算出等效串联电阻R 。OR VrrI的算法与前面相像。O I然后依据CO

50*106RO

F，就可以计算出输出电容的容值。种纯硬件方法，以供参考。设计：输入电压Vdc=12V,设定输入频率f=25KHz,输出电压VO=5V，额定负载电流ION=5A，工作于连续工作模式下，且要10%50mV。1L的计算：L5VdcVo*Vo*TVdc*Ion

〔连续模式下〕由于T

14*105s所以代入上式得f

L=117uH,1.4〔c〕可知MOSFET率为I

(VdcVo，则I

(VdcVo)*Vo

0.997At L L T L Vdc而又由于BUCK电路工作于连续模式下，负载电流IQ峰峰值的一半，因此ＭＯＳＦＥＴ内部电流最大为Ion1I5.50A，正向电压为Vdc12V。因此选择2MOSFET75NF75，75V>12V，连续漏极电流为80A>5.50A,而且75NF75MOSFET的内阻RDS(on)9.5m，因此功耗格外小。 续流二管的续流电流峰值和IQ的峰值一样，为Ion1I5.50A，而续流二极管的反向电压为Vdc12V，频率为225KHz,因此选取MBR20230肖特基二极管。MBR20230肖特基二极管参数:最大整流电流〔平均值〕极管Trr＜10ns，〔25KHz〕,远远满足了要求。3、输出电容的选取；〔VdcVo)=12V-5V=7V即可；输出电容CRO O

Vrr=0.05015IC 50*106O RO

F=997uF1000uf,16V的电解电容。4、PWM的产生，承受集成芯片TL494，内部带有运放，可以MOSFET驱动芯片是集成芯片IR2110.综上，设计原理图如图1.3IR2110外围配置电路请见TL494，IR2110整理笔记。常识”查询：1、MOSFET的为什么需要驱动；2MOSFET浮地驱动问题；3IR2110的自举电路原理4、电压跟随器5、闭环把握电路如何实现？1.2附录“根本常识”、MOSFET的为什么需要驱动MOSFET道开通后维持适宜的栅源电压(10～15V)，假设用一般把握芯片或单片机直接驱动，输出电流不够，输出电压也没有这么高，所以需要驱动器。有些把握芯片如UCC28C43自身集成了驱动器，MOSFET。MOSFET不需要电流，是由于沟道开通后，不需要像BJT那样必需维持一个基极电流IbMOSFET栅极电容充电。、MOSFET浮地驱动问题MOSFETS极之间不s极和地之间并未直接相连，所以必需浮地驱动。gs极之间的电压差必需高于开启电压时，MOSFET才会导通。、IR2110的自举电路原理由于上桥臂的MOS一个适当的电压。一般约10V左右，才能使MOS管导通时的内Rds很小，甚至驱动回路电压的造成门极电压不行能高于源极要求的电压，上桥臂MOS 管也就不可以很好的导通了。解决的方法是，将上桥臂的驱动电路悬浮起来，Vs接上桥臂MOS管的S极，作为驱动电压的参考点。将自举电路中电容〔等于把握回路电压减去一个隔离0.6V的电压〕来供给对上桥臂的驱动，使上桥臂MOS管可以很好的饱和导通。不用自举电路是不行的。电压跟随器1。、特点：输入阻抗高，而输出阻抗低。(buffer)及隔离级。闭环把握电路如何实现？反响电压经过一个分压器之后，经过一个电压跟随器，在馈到TL4941〔1号脚电压越高，最高为芯片自带的参考电位，PWM占空比越大。〕同相比例放大和反相比例放大线性