功率电子线路演示文稿

功率电子线路演示文稿本文档共94页；当前第1页；编辑于星期三\21点51分优选功率电子线路本文档共94页；当前第2页；编辑于星期三\21点51分1.1功率电子线路概述

作用：高效地实现能量变换和控制。

种类：

(1)功率放大电路

特点：放大用途：通信、音像等电子设备。(2)电源变换电路

特点：能量变换用途：电源设备、电子系统、工业控制等。本文档共94页；当前第3页；编辑于星期三\21点51分功率放大器特点：工作在大信号状态。一、功率放大器的性能要求①安全输出功率大，管子在极限条件下运用。②高效率C

——集电极效率(CollectorEfficiency)

Po

——

输出信号功率；PD——

电源提供的功率；PC

——

管耗

(PowerDissipation)/集电极耗散功率；

Po

一定，C越高，PD

越小

PC

小，既可选

PCM

小的管子，以降低费用，也节省能源。③失真小。尽管功率增益也是重要的性能指标，但安全、高效和小失真更重要，前者可以通过增加前置级祢补。本文档共94页；当前第4页；编辑于星期三\21点51分二、功率管的运用特点1．功率管的运用状态

根据功率管在一个信号周期内导通时间的不同，功率管运用状态可分为甲（A）类、乙（B）类、甲乙（AB）类、丙（C）类等多种。①甲类：功率管在一个周期内导通，导通角

=3600。②乙类：功率管仅在半个周期内导通，导通角

=

1800

。

③甲乙类：管子在大于半个周期小于一个周期内导通，导通角1800

3600

。④丙类：功率管在小于半个周期内导通，导通角

1800。功率管运用状态通常靠选择静态工作点来实现。本文档共94页；当前第5页；编辑于星期三\21点51分根据下列曲线说出功率管的应用状态：2．不同运用状态下的C管子的运用状态不同，相应的

Cmax

也不同。

减小（管耗）

PC可提高

C。

甲类：理论上最大效率为25%乙类：理论上最大效率为78.5%甲乙类：理论上25%<ηc<78.5%丙类：理论上效率可大于78.5%图1–1–1各种运用状态下的输出电流波形甲类乙类甲乙类丙类本文档共94页；当前第6页；编辑于星期三\21点51分

假设集电极瞬时电流和电压分别为

iC

和

vCE，则集电极耗散功率PC为：

讨论：若减少

PC，则要减少

iC

vCE

方法1：由甲类甲乙类乙类丙类，即减小管子在信号一个周期内的导通(增大

iC=0)时间。

方法2：管子运用于开关状态(又称丁类)，即一周期内一半饱和，

一半截止。

饱和时，vCE

VCE(sat)

很小，iC

VCE

(sat)也很小

PC

很小；

截止时，iC

很小，iCvCE

也很小

PC

很小。

总之：为提高

C，管子的运用状态可取乙类、丙类或丁类。但集电极电流波形失真严重，电路需采取特定的措施(见

1.2

节)。cbe+-iCvCE本文档共94页；当前第7页；编辑于星期三\21点51分电源变换电路按变换方式不同：

(1)整流器(Rectifier)：交流电→直流电。应用：电子设备供电。

(2)直流-直流变换器(DC-DCConverter)：直流电→直流电。应用：开关电源。

(3)逆变器(Inverter)：直流电→交流电。应用：不间断电源、变频电源。

(4)交流-交流变换器(AC-ACConverter)：交流电→交流电（不同幅值或频率）。应用：变压等。

本文档共94页；当前第8页；编辑于星期三\21点51分功率器件功率管的种类：(1)双极型功率晶体管(2)功率

MOS管(3)绝缘栅双极型功率管

功率管是功率放大电路的关键器件，为保证安全工作，需了解其极限参数及安全工作区。以双极型功率管为例，安全工作区受到三个极限参数限制：①最大允许管耗

PCM。与散热条件密切相关。②基极开路集-射反向击穿电压

V(BR)CEO。③集电极最大允许电流

ICM。以上参数与功率管的结构、工艺参数、封装形式有关。BC+-iCvCEBESGDBGC(D)E(S)GCEN沟道IGBT的简化电路和电气图形符号IGBT既吸收了功率晶体管饱和导通电阻小、且能承受高电压和大电流的优点，又吸取MOS管输入激励电流小的优点。本文档共94页；当前第9页；编辑于星期三\21点51分一、功率管散热和相应的

PCM

管耗

PC

主要消耗在集电结上，使结温升高。若集电极的散热条件良好，集电结上的热量很容易散发到周围空气中去，则集电结就会在某一较低温度上达到热平衡，此时集电结上产生的热量等于散发到空气中的热量。反之，散热条件不好，集电结就会在更高的温度上达到热平衡，甚至产生热崩而烧坏管子。热崩(ThermalRunaway)：

集电结结温(Tj)

iC

PC

Tj如此反复，直至

Tj

TjM(集电结最高允许温度)而导致管子被烧坏的一种恶性循环现象。本文档共94页；当前第10页；编辑于星期三\21点51分图1–1–4

(a)、(b)功率管底座上加装散热器(c)相应的热等效电路①管子集电极直接固定在金属底座上。②金属底座与管壳相连。③金属底座还加装金属散热器。提高

PCM

的办法：R(th)jc:集电极与金属底座之间的热阻R(th)ca:管壳与周围空气之间的热阻R(th)cs:金属底座与散热器之间的热阻R(th)sa:散热器与周围空气之间的热阻散热器的面积越大，厚度越厚，材料的热导率越高，

R(th)sa就越小。本文档共94页；当前第11页；编辑于星期三\21点51分各种散热片本文档共94页；当前第12页；编辑于星期三\21点51分各种功率晶体管本文档共94页；当前第13页；编辑于星期三\21点51分

热传导过程：T2为热源温度，T1

为空气温度，P为传输的热功率，Rth

为热阻，单位℃/W，当热源产生热量时，热源温度T2

上升，向外部传输热量，若产生的热量和传输的热量相等，达到热平衡。T2

不再变化。Rth因为

R(th)cs+R(th)sa<<R(th)ca

所以总热阻

Rth

R(th)jc+R(th)cs+R(th)ca

晶体管手册中给出的

PCM

是在指定散热器尺寸和环境温度(Ta=25℃)时给出的数据。具体数值可由下式确定：晶体管的热量传递本文档共94页；当前第14页；编辑于星期三\21点51分iCICMV(BR)CEOvCEPCMOICEO安全工作区二、二次击穿

除

PCM、ICM

和V(BR)CEO

满足安全工作条件外，要保证功率管安全工作，还要求不发生二次击穿。

二次击穿(SecondaryBreakdown)：

当集-射反向电压超过

V(BR)CEO

时，会引起击穿，但只要外电路限制击穿后的电流，管子就不会损坏，待集电极电压小于

V(BR)CEO

后，管子也就恢复到正常工作。如果发生上述击穿，电流不加限制，就会出现集电极电压迅速减小，集电极电流迅速增大的现象，即为二次击穿。

二次击穿后果：导致过热点（管内结面不均匀、晶格缺陷等）的晶体熔化，集-射间形成低阻通道，引起vCE下降，iC

剧增，损坏功率管，且不可逆。

二次击穿发生的条件：它在高压低电流时发生，相应的功率称为二次击穿耐量

PSB。本文档共94页；当前第15页；编辑于星期三\21点51分图1–1–5

计及二次击穿时功率管的安全工作区功率管的安全工作区本文档共94页；当前第16页；编辑于星期三\21点51分1.2

功率放大器的电路组成和工作特性从一个例子讲起甲类、乙类功率放大器的电路组成及其功率性能从一个例子讲起图1–2–1图解分析(a)

图1-2-1所示为放大器的基本电路，现将其作为功率放大器来分析它的功率性能。由此揭示功率放大电路组成及其工作性能上的特点。

分析方法应用等效电路法小信号图解法大信号幂级数法频率变换时变参量法混频电子线路分析方法本文档共94页；当前第17页；编辑于星期三\21点51分功率放大器为大信号放大器，工程分析时，多采用在特性曲线上作负载线的图解分析法。

1．Q点的选择：为了使电路在管子不出现饱和与截止失真的条件下输出功率最大，需把

Q选在负载线的中点，即

假设集电极饱和压降VCE(sat)0；反向饱和电流ICEO

0图1–2–1图解分析

2．集电极输出电压和电流(假设

VCE(sat)和

ICEO为0)其中，本文档共94页；当前第18页；编辑于星期三\21点51分3．PD(直流功率)、PL(负载功率)

、

PC

(管耗)PL

和

PC

均由直流和交流两部分合成。例如：

PL

中：直流功率交流功率

所以

本文档共94页；当前第19页；编辑于星期三\21点51分4．讨论：(1)电路组成上甲类功放

Cmax=25%

PD

中，输出的信号功率

Po仅占

1/4，大部分（PD/2）以直流功率消耗在

RL上。提高

Cmax

的办法：①降低

Q点，

合理选择管子的运用状态(乙类或甲乙类)，减小管子的静态损耗。②消除

RL

上的直流功率——改进管外电路，使之不消耗直流功率。(2)工作特性上

VCC

一定且Q在负载线中点时，最大输出信号电压就被限定了，Vcm≈VCEQ=VCC/2,欲提高输出信号功率，需增大Icm(即减小RL)，但必须同时增大激励电流。本文档共94页；当前第20页；编辑于星期三\21点51分图1–2–2

RL

变化对功率性能的影响①RL

减小,从而使ic增大，同时要求增大输入激励电流ib增大到ib′，负载线斜率改变，否则会减小了集电极电压振幅，使

Po

减小；②RL

减小，ICQ

增大（从Q′点移到Q〞点），使

PD

增大，C

降低。5．结论(1)在电路组成上，必须采用避免管外电路无谓消耗直流功率的结构。(2)在工作特性上，输出负载、输入激励和静态工作点相互牵制，要高效率输出所需信号功率，三者必须有一个最佳配置。本文档共94页；当前第21页；编辑于星期三\21点51分甲类、乙类功率放大器的电路组成及其功率性能

一、甲类变压器耦合功率放大器图1–2–3(a)原理电路1．电路(1)输入端

RB——

偏置电阻；CB——

旁路电容；Tr1——

耦合变压器。(2)输出端

Tr2——耦合变压器，对交流，

Tr2

起阻抗变换作用。2．电路分析(静态分析、动态分析、功率性能、管安全)本文档共94页；当前第22页；编辑于星期三\21点51分(1)静态分析②画直流负载线直流负载线方程：

vCE=VCC

直流负载线：EF③求

Q点

iB

=(VCC-

VBE)/RB=IBQiC

=βIBQ

=ICQvCE=VCEQ=VCC图1–2–4甲类变压器耦合功率放大器的图解分析ICQVCEQICEO0.4mA0.3mA0.2mA0.1mAiB=0302520151050iC

/mAvCE

/V369VCE(sat)QiBFE①画直流通路本文档共94页；当前第23页；编辑于星期三\21点51分(2)动态分析②画交流负载线，写出表示管外电路中交流电压和电流之间关系的交流负载线方程：

③求动态范围甲类变压器耦合功放图解分析过Q点作交流负载线

MN，斜率=

(n2RL)①画交流通路

本文档共94页；当前第24页；编辑于星期三\21点51分(3)功率性能

当输入充分激励，Q处在负载线中点时，忽略非线性失真，且设

VCE(sat)=0，ICEO=0，则相应的集电极电流和电压分别为：其中：Vcm=

VCEQ=VCC比较：

基本放大器电路，

Vcm=VCC/2；

变压器耦合电路，

Vcm=VCC，若呈现在集电极上的负载相等，则输出信号功率增大4倍。本文档共94页；当前第25页；编辑于星期三\21点51分功率参数计算：（甲类变压器耦合功率放大电路）①②③④

采用变压器耦合，Cmax

将由

0.25（25%）

增大到

0.5（50%），即

PD

的一半转换为

Po。

若Q处于交流负载线的中点，且充分激励的条件下，增大

VCC，或减小，Po

均将增大，但最后受安全工作条件的限制。本文档共94页；当前第26页；编辑于星期三\21点51分(4)管安全

如图1-2-4所示，加在集电极上的最大电压

vCEmax=VCC+Vcm

2VCC，通过集电极的最大电流

iCmax=ICQ+Icm

2ICQ

。

当

Po=0时，PD

全部消耗在管子中，因而消耗在集电极上的最大功率

PCmax=PD

。安全工作条件：图1–2–4图解分析本文档共94页；当前第27页；编辑于星期三\21点51分又∵如果用Pomax表示安全工作条件，上述安全工作条件变为：≤≤

PCM/2≤V(BR)CEOICM/8图1–1–5Pomax

取二者较小的值。

此外，还需检查动态点是否落在二次击穿限定的安全区内。本文档共94页；当前第28页；编辑于星期三\21点51分实现方案：①变压器耦合推挽功放；②乙类互补推挽功放。1.变压器耦合功放(1)电路结构

Tr1：输入变压器，利用二次绕组的中心抽头将vi(t)

分成两个幅值相等，极性相反的激励电压

vi1

=-vi2

，分别加在两管的基-射极之间，实现两管轮流导通。

Tr2：输出变压器，隔断

iC1

和

iC2到负载的平均分量，并利用一次绕组的中心抽头将

iC1

和

iC2

中的基波分量在

RL

中叠加，输出完整的正弦波。

T1

和

T2：特性配对、相同导电类型的

NPN

功率管。上次课二、乙类推挽功率放大器

乙类工作时，为在负载上合成完整的正弦波，必须采用两管轮流导通的推挽(Push-Pull)电路。

本文档共94页；当前第29页；编辑于星期三\21点51分图1–2–5(a)变压器耦合(2)工作原理

vi1(t)>0

时，

T1

导通(忽略发射结压降)；此时

vi2(t)<0，T2

截止，iC1

处于正半周的半个正弦波。

vi2(t)>0

时，

T2导通；此时vi1(t)<0，

T1

截止，iC2

处于的正弦波的负半周。

iC1和

iC2

中的基波分量在

RL

中叠加，输出完整的正弦波。

本文档共94页；当前第30页；编辑于星期三\21点51分2．互补推挽电路图1–2–5(b)互补推挽(1)电路特点T1

与

T2：功率管（互补配对）(2)工作原理

vi(t)>0

时，T1

管(NPN型)

导通(忽略发射结压降)，此时T2

管(PNP型)截止，iC1(

iE1)为正弦波的正半周；

vi(t)<0

时，T2

管导通，此时T1

管截止，iC2(iE2)为处于正弦波的负半周。通过RL

的电流iL=iE1–iE2

，合成完整的正弦波。

本文档共94页；当前第31页；编辑于星期三\21点51分小结：上述乙类功率放大器，为实现器件轮流导通：类型输入激励信号功率管管型管外电路变压器耦合极性相反对管，管型相同均避免了直流功率的损失互补推挽极性相同对管，管型不同本文档共94页；当前第32页；编辑于星期三\21点51分3．乙类推挽功率放大器的性能分析

图1–2–6互补推挽图解分析(1)推挽电路的组合特性乙类推挽功率放大器的组合特性静态工作点：

当vi>0，T1

导通，负载线AQ过Q

点，斜率为-1/RL

；

当vi<0，T2导通，负载线AQ

过Q

点，斜率为-1/RL

。图1–2–5(b)互补推挽本文档共94页；当前第33页；编辑于星期三\21点51分(2)性能分析(忽略失真)①一般性能分析当0≤

t≤时（正半周），iC2=0iC1=Icmsin

t当≤

t≤2时（负半周），iC1=0iC2=Icmsin

t集-射极间电压：

VCE1=VCC

-Vcmsin

t；VCE2=-

VCC

Vcmsin

t通过RL的电流：相应产生的电压：RL上的输出功率：

PL=

Po=VcmIcm/2=I2cmRL/2

正负电源总的直流功率：

PD=PD1+PD2=2VCCIC0

=2VCCIcm/对于幅度为Icm的半个正弦波，其平均分量Ic0=Icm/π图1–2–5(b)互补推挽本文档共94页；当前第34页；编辑于星期三\21点51分②若充分激励：与

RL

相匹配的输入激励(不出现饱和失真的最大激励)。

令VCE(sat)=0，ICEO=0，则

Vcm=VCC，Icm=VCC/RL相应

Po和

PD

达到最大，即

乙类功放的最大集电极效率比甲类功放高③若激励不足

Vcm

减小，引入电源电压利用系数

表示

Vcm的减小程度。

图1–2–5(b)互补推挽本文档共94页；当前第35页；编辑于星期三\21点51分电源电压利用系数定义：

=Vcm/VCC集电极管耗：分析：当输入激励由大减小，即

减小时，Po、PD、C

均单调减小，而

PC1

和

PC2

的变化非单调，经分析，当时最大，其值为：本文档共94页；当前第36页；编辑于星期三\21点51分PD,CCmax(0.785)C图1–2–7功放性能随

（电源电压利用系数）

变化的特性：

当

较小时，PD、Po、C

小；而当

接近1时，PD、Po、C

大。结论：①

PC

非单调变化，两头小，中间大。②

PD

随(激励)线性增大，与甲类(PD不变)不同。本文档共94页；当前第37页；编辑于星期三\21点51分(3)管安全由可知

增大

VCC，减小

RL，且输入充分激励，输出功率将增大，但最后受到下列安全工作条件的限制：

PC1max=PC2max=0.2Pomax<PCM取Pomax、Pomax两者中较小的值，并检查是否发生二次击穿。〞′本文档共94页；当前第38页；编辑于星期三\21点51分1.3

乙类推挽功率放大电路从原理电路到实用电路，还需解决如下等问题：①交越（叉）失真——

加偏置电路；②双电源——

单电源供电；③互补管难配——

准互补推挽电路；④安全——

过载保护；⑤充分激励——

增加输入激励电路。一、交越失真和偏置电路1．交越失真(CrossoverDistortion)

(1)定义

在零偏置条件下，考虑到导通电压的影响，输出电压波形在衔接处出现的失真，称交越失真。本文档共94页；当前第39页；编辑于星期三\21点51分图1–3–2图解分析乙类推挽电路时，两管的合成传输特性交越失真本文档共94页；当前第40页；编辑于星期三\21点51分(2)解决途径图1–3–3加偏置的互补推挽电路及其传输特性

在输入端为两管加适当正偏电压，使其工作在甲乙类。

由传输特性可见：只要

VBB

取值合适，上下两路传输特性起始段的弯曲部分就可相互补偿，合成的传输特性趋近于直线，在输入正弦电压激励下，得到不失真的输出电压。(3)常用电路①

二极管偏置电路②VBE

倍增电路本文档共94页；当前第41页；编辑于星期三\21点51分2．二极管偏置电路

在集成电路中，偏置二极管通常由晶体管取代，如图1-3-4(b)所示。或者用互补管

T3、T4

取代，如图1-3-4(c)所示。图1-3-4二极管偏置电路

问题：偏置电路是否影响输入信号

vi(t)

的传输。

解答：二极管正向交流电阻很小，可认为交流短路。

本文档共94页；当前第42页；编辑于星期三\21点51分3．VBE

倍增电路图1–3–5

VBE

倍增偏置电路(1)偏置电路

由

T3、R1、R2

组成，且由电流源

IR激励，为互补功率管

T1、T2

提供偏置电压

VBB，I1远小于IC3,T1、T2管的静态基极电流可忽略，则IC3≈IR。

T3、R1

构成电压并联负反馈电路，反馈电路的电阻很小，几乎不影响输入信号的传输。上次课本文档共94页；当前第43页；编辑于星期三\21点51分图1–3–5

VBE

倍增偏置电路(2)倍增原理

上式表明：偏置电路提供的偏置电压

VBB

是

VBE3

的倍增值，且其值受

R1

和

R2

控制，故称为

VBE

倍增电路。(3)热补偿T↑→（功率管）

ICQ↑,又因为T↑

→VBE3→VBB

→

（功率管）

ICQ

，从而阻止了功率管ICQ的增加。所以VBE3=VTln(IE3/IS)

VTln(IC3/IS)

VTln(IR/IS)ICIC本文档共94页；当前第44页；编辑于星期三\21点51分二、单电源供电的互补推挽电路(OTL)

图1–3–61．电路特点①单电源供电②负载串接大容量隔直电容

CL。

VCC与两管串接，若两管特性配对，则CL上的直流电压便被充到VCL=VCC/2，CL

等效为

电压等于

VCC/2的直流电源，

大容量CL对交流近似短路

。2．工作原理

T1

管的直流供电电压：VCCVCL=VCC/2，T2

的供电电压：0VCL=VCC/2。

单电源供电电路等效为

VCC/2

和VCC/2

的双电源供电电路。本文档共94页；当前第45页；编辑于星期三\21点51分三、准互补推挽电路

1．问题的提出：互补要求两功率管特性配对，特别是大功率管难实现。2．解决办法：采用复合管取代互补管，构成准互补推挽电路。

3．电路:

图1–3–7准互补推挽电路复合管

T1、T2

等效为

NPN

型管；T3与T4

等效为

PNP

型管。

其中，T1、T3

为小功率管，它们之间是互补的，T2、T4

为大功率管，它们是同型的（NPN型），便于特性配对，故称为准互补推挽电路。R1，R2(几百欧姆)——

减小复合管的反向饱和电流。

四、保护电路1．必要性：在设计合理的功率放大器中，正常情况下，功率管是安全的，但实际工作时可能发生负载短路，电流迅速增大等异常现象，造成功率管损坏。为了安全起见，应有过流、过压、过热保护。本文档共94页；当前第46页；编辑于星期三\21点51分

正常时，VR1不足以使

T1

导通，不起保护作用。异常时，VR1使

T1导通，分流

i1，从而限制

T3

管的输出电流，起到了限流保护作用。T2

对

T4

的限流保护作用同上。2．过流保护电路

(1)电路图1–3–8限流保护电路

T1、T2：保护管；R1、R2为取样电阻。(2)原理以保护管

T1

为例。本文档共94页；当前第47页；编辑于星期三\21点51分图1–3–9(a)未加自举电容的电路(b)输入激励级图解分析五、输入激励电路1．必要性

互补功放,功率管为射极跟随器，Av<

1。若要求输出最大信号功率，则要求激励级提供振幅接近电源电压的推动电压(单电源供电时，接近VCC/2)。2．电路

T3：输入激励级，

T3的直流负载为

R(忽略

T1和

T2基极电流)，直流负载线为Ⅰ，过Q点，斜率为-1/R。本文档共94页；当前第48页；编辑于星期三\21点51分3．输出振幅

交流负载

r

R//ri

<R（直流负载）

,交流负载线如Ⅱ所示。故

T3

管最大输出电压振幅减小，小于

VCC/2。过Q点，斜率为-1/r。

若能使

交流负载r

>R（直流负载），则交流负载线如曲线

Ⅲ

所示，则它的输出信号电压振幅就不受截止失真的限制，其值可接近

VCC/2。图1–3–9(a)未加自举电容的电路(b)输入激励级图解分析本文档共94页；当前第49页；编辑于星期三\21点51分4．改进电路

①电流源构成有源负载放大器，直流电阻小，交流电阻大。②

采用自举电路

图1–3–9(c)加自举电容的电路

用R1，R2

，

C2，取代

R

。特点：C2

对交流近似短路，将C

点的交流电位自举到

O点的交流电位上，即

vC

vO。

工作原理：Av

1，故

vB

vO

vC，通过

R2的交流电流

i0，因而从

B点向虚线框看进去的交流电阻(vb/i)很大，趋于无穷，T3的交流负载电阻便近似等于

T1(或

T2)电路的输入电阻。本文档共94页；当前第50页；编辑于星期三\21点51分第1章功率电子线路1.4

功率合成技术

功率合成电路的作用传输线变压器用传输线变压器构成的魔T混合网络本文档共94页；当前第51页；编辑于星期三\21点51分功率合成电路的作用功率合成技术就是将多个功率放大器的输出功率叠加起来，给负载提供足够大的输出功率。一、功率合成①A，B两端输入等值同相功率，C

端负载

Rc获得两输入功率的合成，而

D端负载

Rd

上无功率输出。②A、B两输入端输入等值反相功率，

D端负载Rd

获得两输入功率的合成，而

C端负载

Rc

上无功率输出。

二、彼此隔离

当

Rd

和

Rc

之间满足特定关系时，A、B两输入端彼此隔离，即任意一端功率放大器的工作状态变化或损坏时，不会影响另一端功率放大器的工作状态，并维持其原输出功率。本文档共94页；当前第52页；编辑于星期三\21点51分三、功率分配⑴当

Ra=Rb

时，将功率放大器加在

D端，功率放大器的输出功率均等地分配给Ra

和Rb，且它们之间是反相的，而C端无功率输出。⑵当Ra=Rb

时，将功率放大器加C端，功率放大器的输出功率均等地分配给Ra

和

Rb，且它们之间是同相的，而

D端无功率输出。

本文档共94页；当前第53页；编辑于星期三\21点51分一个理想的功率合成电路应该具有以下特点：①N

个同类型的功率放大器，它们的输出振幅相等，通过功率合成器输出给负载的功率应等于各功率放大器输出功率的和。②与功率合成器连接的各功率放大器彼此隔离，任何一个功率放大器发生故障时，不影响其他功率放大器的功率输出。实现功率合成的电路种类很多，一般都由无源元件组成，统称为魔T混合网络。在实际应用中，往往需要功率合成电路具有宽带特性，这种功率合成电路由传输线变压器构成。本文档共94页；当前第54页；编辑于星期三\21点51分

传输线变压器一、变压器和传输线的工作频带高频变压器：由于线圈的漏感和匝间分布电容的作用，其上限频率只能工作在几十兆赫，而下限频率主要受有限激磁电感量（即初级绕组电感量）的限制。

传输线：传输线是指连接信号源和负载的两根导线，它的上限频率与导线长度

l

有关，l越小，上限频率

fH

越高。它的下限频率为零。“变压器电感”这个词并不常用，因为铁磁性材料的电感不是常数，是非线性的。它是指一次线圈的电感，也是激磁电感，就是二次空载时一次线圈表现出来的电感，L=ψ/I=W1φ/I，一次的电流（空载电流，即激磁电流）所产生的磁链（磁通与一次匝数的乘积）与一次电流之比。它的值越大，说明比较小的一次电流能产生比较高的磁链，比较强的磁场，一般说来，铁心越大，一次的匝数越多，激磁电感就越大，需要的激磁电流就越小。本文档共94页；当前第55页；编辑于星期三\21点51分传输线变压器如图1–4–3

所示。图1-4-3传输线变压器

则可以近似认为，在上限频率范围内，线上电压和电流处处相等，即

v1=v2=v，i1=i2=i

可以证明，它的上限频率

fH

与其长度l有关，l越小，上限频率

fH就越高。若设上限频率fH所对应的波长为

min

（=3×108/fH

m),且l

取为min

的十分之一到八分之一，即本文档共94页；当前第56页；编辑于星期三\21点51分二、传输线变压器的工作原理传输线变压器原理图如图1–4–4(a)所示。将传输线绕于磁环上便构成传输线变压器。传输线可以是同轴电缆、双绞线、或带状线，磁环一般是镍锌高磁导率的铁氧体。13既然传输线变压器是依靠传输线传送信号能量的，为什么还要采用磁环，构成变压器的结构呢？对于上述传输变压器，为了实现倒相功能，3端和2端必须接地。如果传输线不饶在磁环上，传输线就相当于两根短导线，输入信号就会被1端和2端的短导线所短接；负载也就会被4端和3端间的短导线所短接，因而无法实现信号的传输。

综上所述，输线变压器是依靠传输线传送信号的一种宽带匹配元件，它的上限频率取决于传输线的长度，下限频率取决于初级绕组电感量。本文档共94页；当前第57页；编辑于星期三\21点51分三、传输线变压器功能1．对称（信号）与不对称（信号）的相互变换对称→不对称变换，将对地对称的双端输入信号转换为对地不对称的单端输出信号，如图1–4–

6(a)所示。图1-4-6对称与不对称变压器(a)对称-不对称(b)不对称-对称不对称→对称的变换，将对地不对称的单端输入信号转换为对地对称的双端输出信号，如图1–4–6(b)所示。本文档共94页；当前第58页；编辑于星期三\21点51分参见图1–

4–

4(b)（主意：2端和3端接地），在高频时，传输线变压器以电磁能交替变换的传输方式传送能量。如图1–4–4(c)所示（主意：2端和3端接地），在低频时，由于传输线绕在磁环上，1

端和2

端与3

端和4

端的短导线成为较大的电感线圈，工作频率越高，感抗越大，避免了信号源和负载被短接，实现了倒相作用。能量通过传输线方式和磁耦合方式传送。13本文档共94页；当前第59页；编辑于星期三\21点51分2．阻抗变换器传输线变压器可以构成阻抗变换器，由于结构的限制，通常只能实现特定的阻抗比的变换。

4:1

阻抗变换器如图1–4–7(a)所示，图中阻抗关系为

实现4:1

的阻抗变换。传输线变压器输入端为1、3端；输出端为2、4端

传输线变压器的特性阻抗为Ri本文档共94页；当前第60页；编辑于星期三\21点51分

1:4

阻抗变换器如图1–4–7(b)所示，图中阻抗关系为实现1:4

的阻抗变换。传输线变压器的输入端为1、3端，输出端为2、4端Ri传输线变压器的特性阻抗为本文档共94页；当前第61页；编辑于星期三\21点51分

用传输线变压器构成的魔T混合网络一、功率合成

如图1-4-8

所示，Tr1

为魔

T混合网络，Tr2

为对称–

不对称变换器。

输入信号接在

A端和

B端，根据节点方程：i=ia-id，i=id-ib

本文档共94页；当前第62页；编辑于星期三\21点51分由①i=ia-id，②i=id-ib

②-①可得而ic=2i=ia-ib

1．输入为等值反相信号ia=ib=Imsin

t，va=vb=Vmsin

t

因为

ic=0，所以C端无功率输出。vd=va+vb=

2Vmsin

t，D端的输出功率

输出功率为

A端输入功率与

B端输入功率的和。每个功率放大器的等效负载②+①可得本文档共94页；当前第63页；编辑于星期三\21点51分2．输入为等值同相信号ia=-ib=Imsin

t，

va=-vb=Vmsin

t

所以

D端无功率输出。

vc=va=-vb=Vmsin

t，

ic=ia+（-ib

）=2Imsin

tC端的输出功率：C端输出功率为

A端输入功率与

B端输入功率的和。每个功率放大器的等效负载Vd-d=va

–(-

vb)=0；从而使Tr1两绕组上的交流电压

v=0，即va=-

vb=vc;同时

id=0两功率放大器提供等值同相功率本文档共94页；当前第64页；编辑于星期三\21点51分3．异常输入情况ia

ib，va

vb

根据电路的约束条件将代入并整理，求解出若取ia仅与

va

有关，ib

仅与

vb

有关。实现了

A端和

B端的隔离，称为

A、B间的隔离条件。

由图可见，v=vd/2,vd=idRd,

vc=icRc,ic=2i本文档共94页；当前第65页；编辑于星期三\21点51分二、功率分配1．同相功率分配同相功率分配电路如图1–4–9(a)所示。功率放大器接在C端，A、B端接负载电阻Ra和Rb,由图可见ic=2i

，ia=i

-

id

，ib=i+id，vd=idRd

=

va

-vb

=iaRa

-ibRb经整理得到

在上式中，当Ra=Rb=R时，

id=0

，ia=ib=ic/2。可见，D端没有获得功率，而A端和B端获得等值同相功率。这时，由于vd=0,即传输变压器输入端电压为零，A端与B端交流电位相等，由于Tr1变压器两个绕组对称，则C与A、B三端电位相同，接在C端的等效负载即为

Ra和Rb的并联值，即R/2。本文档共94页；当前第66页；编辑于星期三\21点51分图1–4–9功率分配电路(b)反相2．反相功率分配反相功率分配电路如图1–4–9(b)所示。将功率放大器接在D端，提供电流id=Imsinωt,A、B端接负载电阻Ra和Rb同理可以证明：当

Ra=Rb=R时ic=2i=0ia=ib=id

因

ic=0C端无功率输出。

A端和

B端获得等值反相功率。D端的等效负载为

2R。本文档共94页；当前第67页；编辑于星期三\21点51分三另一种混合网络如图所示，它由两个1:1传输线变压器组成。（1）当即等幅同相输入激励时，由于因而故则在C

端上的功率结论：两输入功率在C

端合成输出，D

端无功率输出。本文档共94页；当前第68页；编辑于星期三\21点51分每个放大器的等效负载（2）当即等幅反相输入激励时且

当等幅反相输入时，两输入功率在D端合成，C端无功率输出。每个放大器的等效负载为：本文档共94页；当前第69页；编辑于星期三\21点51分联立求解当时（3）当时由图可见，每个传输线变压器的始端电压均等于

从上述分析可以看出，当Rd=Rc时，ia仅与va有关，ib仅与vb有关；即A、B端隔离，且隔离条件为Rd=Rc

。本文档共94页；当前第70页；编辑于星期三\21点51分

同理，该混合网络可以作为功率分配网络，当A、B端分别接电阻Ra和Rb时，可以证明当Ra=Rb=R的条件下，当C端加输入功率时，它将均等且同相地分配到A和B端，而D端无功率输出，呈现在C端的负载为R2。当D端加输入功率时，它将均等且反相地分配到AB端，而C端无功率输出，呈现在D端的负载为R2。本文档共94页；当前第71页；编辑于星期三\21点51分四功率合成电路实例p50

图为由四个功率放大器组成的功率合成电路。四个功率放大器组成的功率救合成电路4:1阻抗变换器同相分配网络同相分配网络同相分配网络同相合成网络同相合成网络同相合成网络1:4阻抗变换器本文档共94页；当前第72页；编辑于星期三\21点51分

图为工作频段为（1.5～30)MHz、输出功率为320W的宽带功率放大器。(了解)图1-4-12宽带功率合成电路本文档共94页；当前第73页；编辑于星期三\21点51分1.5整流与稳压这部分同学们自学本文档共94页；当前第74页；编辑于星期三\21点51分以后内容课堂上不作讲授本文档共94页；当前第75页；编辑于星期三\21点51分第1章功率电子线路1.5

整流与稳压电路整流电路串联型稳压器开关型稳压器本文档共94页；当前第76页；编辑于星期三\21点51分整流电路的功能是将电力网提供的交流电压变换为直流电压。稳压电路具有调节功能，将整流电路输出的不稳定直流电压转换为稳定的直流电压。整流电路整流电路有半波、全波、桥式三种基本形式。一、半波整流电路半波整流电路如图1–5–1(a)所示。在图1–5–1(a)中，Tr—电源变压器；D—整流二极管；RL—负载电阻；CL

—

滤波电容。设

v2=V2msin

t忽略二极管的导通电压，并设导通电阻为

RD。

v2>vo

二极管导通，电容充电。

v2<vo

二极管截止，电容放电。

动态平衡后，二极管电流

iD=iO

是一串窄脉冲序列。本文档共94页；当前第77页；编辑于星期三\21点51分如图1–5–2(a)所示，CL

一定时，RL

越小，纹波越大。如图1–5–2(b)所示，RL

一定时，CL

越大，纹波越小。

参见图1–5–1(b)和图1–5–1(c)，经过

RLCL

的滤波，输出电压是直流电压

VO

和一个锯齿状波动电压的叠加。

波动电压称为纹波电压。

直流电压

VO

及纹波电压的大小与

RL

和

CL

的数值有关。

本文档共94页；当前第78页；编辑于星期三\21点51分二、全波和桥式整流电路1．全波整流电路

全波整流电路如图1–5–4(a)所示。

当

v2>vO时，二极管导通，所以在

v2

的正负半周

D1

和

D2

轮流导通。

稳态波形如图1–5–4(b)所示。本文档共94页；当前第79页；编辑于星期三\21点51分O

由于电流脉冲的频率比半波整流提高一倍，输出的直流电流

IO

和输出电压

VO

比半波整流电路大，RL

和

CL

的滤波作用提高，纹波电压比半波整流电路小。本文档共94页；当前第80页；编辑于星期三\21点51分

2．桥式整流电路图1–5–5桥式整流电路及其电压和电流波形

如图1–5–5(a)所示，v2

正峰值附近

D1、D3

导通，D2、D4

截止。

v2

负峰值附近

D2、D4

导通，D1、D3

截止。

本文档共94页；当前第81页；编辑于星期三\21点51分图1-5-5桥式整流电路及其电压和电流波形

IO

与

VO

与全波整流电路相同，但截止时的反向电压由两只二极管共同承担。

电压和电流的波形如图1–5–5(d)、(e)、(f)所示。

本文档共94页；当前第82页；编辑于星期三\21点51分三、三种整流电路的性能

1．半波整流电路

优点：元件少，电路简单。缺点：VO

小，纹波大。

2．全波整流电路

优点：VO

大，纹波小。缺点：二极管承受的反向电压高。

3．桥式整流电路

优点：VO

大，纹波小，输出功率相同时，变压器的伏安容量比全波整流小。

缺点：二极管数量多。本文档共94页；当前第83页；编辑于星期三\21点51分四、倍压整流电路

倍压整流电路如图1–5–9所示。适用于

VO

大，IO

小的场合。

动态平衡后，v2

正峰值附近

D1

导通，向

CL1

充电，充电电压

vO1，v2

负峰值附近

D2

导通，向

CL2

充电，充电电压

vO2。负载

RL

上的电压为半波整流电路的两倍。

同样原理可以构成多次倍压电路。本文档共94页；当前第84页；编辑于星期三\21点51分串联型稳压器一、工作原理

1．组成串联型稳压器的组成如图1-5-12(a)所示。图1-5-12(a)串联稳压电路的组成方框图

串联型稳压器组成：调整管、取样电路、基准电压源和比较放大器。

调整管——功率管或复合管与负载串联。比较放大器——单管放大器、差分放大器、集成运放等。本文档共94页；当前第85页；编辑于星期三\21点51分串联型稳压器组成：调整管、取样电路、基准电压源和比较放大器。调整管——