电子线路(非线性部分)课件

电子线路(非线性部分)课件第1页，共129页，2023年，2月20日，星期二第四章振幅调制、解调与混频电路▲振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等是通信系统的基本组成电路，它们都属于频率变换电路。第2页，共129页，2023年，2月20日，星期二振幅调制与解调、混频、频率调制与解调等都属于频率变换电路。它们的共同特点是将输入信号进行频谱变换，获得具有所需要频谱的输出信号频谱搬移电路（第四章：振幅调制与解调、混频）频谱非线性变换电路（第五章：频率调制与解调）将输入信号频谱沿频率轴进行不失真的搬移。将输入信号频谱进行特定的非线性变换。频率变换电路分为第3页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲信号的三种表示法：表达式、波形图、频谱图。载

波复音调制波单音调制波频谱（频域）波

形（时域）表达式信号第4页，共129页，2023年，2月20日，星期二一、调幅波的波形、表达式与频谱4.1频谱搬移电路的组成模型调幅波的波形普通调幅波（标准调幅）调制信号v(t)=Vcos

t载波信号vc(t)=Vcmcos

ct

c

>>

信号的表达式第5页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲调幅波的数学表达式调幅系数（调幅度）调制信号v(t)=Vcos

t载波信号vc(t)=Vcmcos

ct

第6页，共129页，2023年，2月20日，星期二第7页，共129页，2023年，2月20日，星期二若

Ma>1——过调幅失真第8页，共129页，2023年，2月20日，星期二vO(t)=Vm0(1+Macos

t)cos

ct

载波分量

上边频分量

下边频分量调幅波的频谱第9页，共129页，2023年，2月20日，星期二调幅波为

nmax=max/=Fmax/F，max=2Fmax设调制信号

v(t)

为非余弦的周期信号复音调制第10页，共129页，2023年，2月20日，星期二线性频谱搬移将

v(t)不失真地转移到载波信号振幅上将

v(t)的频谱不失真地搬移到的

c两边第11页，共129页，2023年，2月20日，星期二调制信号频谱调幅波频谱上边带下边带BWAM＝2Fmax调幅波带宽第12页，共129页，2023年，2月20日，星期二——载波分量产生的平均功率。单音调制的调幅信号电压在载波的一个周期内消耗的平均功率——在单位电阻上消耗的功率调幅波的功率第13页，共129页，2023年，2月20日，星期二P(t)在一个调制波周期内的平均功率边频功率（上、下边频分量的功率之和）)21(02aSBPMP=第14页，共129页，2023年，2月20日，星期二例如：Ma=0.3(一般电台发射信号的平均调制度)P0=0.955Pav,PSB=0.045Pav

。

结论：普通调幅波，发射效率极低。解决办法：抑制载波。Ma<1第15页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲上下边带对称，频带宽▲边频能量低，大部分为载波能量，效率低▲调制及解调电路简单普通调幅波的特点第16页，共129页，2023年，2月20日，星期二二、其它调幅方式▲双边带（DSB）调幅（抑制载波调幅、平衡调幅）

提高效率第17页，共129页，2023年，2月20日，星期二第18页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲单边带（SSB调幅）——减少带宽第19页，共129页，2023年，2月20日，星期二三、调幅电路模型▲普通调幅（标准调幅）第20页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲双边带调幅第21页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲单边带调幅①滤波法：相乘器+带通滤波器。技术难点：高衰减率的滤波器第22页，共129页，2023年，2月20日，星期二②

相移法第23页，共129页，2023年，2月20日，星期二②

相移法第24页，共129页，2023年，2月20日，星期二普通调幅（标准调幅）双边带调幅（平衡调幅）单边带调幅效率低高高带宽宽宽窄调制解调电路的复杂性较复杂简单复杂各种调幅方式的比较第25页，共129页，2023年，2月20日，星期二普通调幅滤波器调制信号载波补充：残留边带调幅第26页，共129页，2023年，2月20日，星期二四、振幅解调和混频电路的组成

同步检波电路1包络检波电路2一、振幅解调电路（振幅检波）振幅调制波的解调电路第27页，共129页，2023年，2月20日，星期二同步检波电路1无用的寄生分量第28页，共129页，2023年，2月20日，星期二同步检波原理原理第29页，共129页，2023年，2月20日，星期二补充：同步检波器中载波的获得接收端如何获得（恢复）与发射端同步的载波？接收到的调幅波中包含有载波（普通调幅、残留边带调幅）接收到的调幅波中不包含有载波（双边带调幅、单边带调幅）从调幅波中取出用振荡器恢复载波第30页，共129页，2023年，2月20日，星期二从调幅波中取出载波的方法——适用于普通调幅、残留边带调幅第31页，共129页，2023年，2月20日，星期二普通调幅的同步解调模型第32页，共129页，2023年，2月20日，星期二用振荡器恢复载波接收到的调幅波不含载波时如何保证同步？发射端在调幅波中抑制载波的同时，必须发射一个控制信号（同步信号、导频信号），该信号与载波具有特定的频相关系（甚至就是载波本身），用于控制接收端恢复的载波与之保持同步。第33页，共129页，2023年，2月20日，星期二五、混频电路第34页，共129页，2023年，2月20日，星期二vS(t)=[Vsm0+kav(t)]cos

ctvL(t)=VLmcos

Lt第35页，共129页，2023年，2月20日，星期二小结带通本振信号已调信号混频低通同步信号已调信号幅度检波带通载波信号调制信号幅度调制滤波器参考信号输入信号电路类型第36页，共129页，2023年，2月20日，星期二4.2相乘器电路4.2.1非线形器件的相乘作用及其特性相关数学知识1：泰勒级数（幂级数）将函数f(x)在x0处展开为幂级数xf(x)x0f(x0)第37页，共129页，2023年，2月20日，星期二

相关数学知识2：二项式定理第38页，共129页，2023年，2月20日，星期二一、非线形器件相乘作用的一般分析

例如二极管的非线性伏安关系：i=f(v)

若v=VQ+v1+v2VQ———静态工作点电压v1、v2——输入交流电压。第39页，共129页，2023年，2月20日，星期二第40页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲当m＝1、n＝2时，对应相乘项2v1v2，产生两个信号频率的和频及差频成份▲当m≠1、n≠2时，对应众多的高阶相乘项2v1n-mv2m，产生两个信号频率的众多组合频率成份——有用成份——无用的干扰第41页，共129页，2023年，2月20日，星期二代入公式并利用三角函数公式可知i包含的频率成分为：设v1=V1mcos1t，v2=V2mcos2t

p,q=|p1

q2|，(p，q=0，1，2，)第42页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲P、q越大，对应的频率成份越小▲P＝1、q＝1对应的有用频率成份,由幂级数中的平方项产生▲幂级数中n次方项产生的组合频率±pw±qw满足p+q≤n，且n与（p+q）具有相同的奇偶性

p,q=|p1

q2|，(p，q=0，1，2，)第43页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲非线性器件能够实现两个信号相乘，得到“和频”与“差频”信号，但同时也产生大量的组合频率干扰▲若组合频率与有用的频率相差不大，甚至相等，即使采用滤波的办法也不能消除干扰如何减少无用的组合频率分量？小结第44页，共129页，2023年，2月20日，星期二减少组合频率的措施▲选择合适的器件——平方率器件选择合适的工作点（补充）工作在特性曲线最接近于平方率曲线的一段▲选择合适的工作状态（控制信号的幅度）线性时变状态、开关状态▲采用平衡对称电路抵消部分组合频率（特别是与有用频率成份相近的组合频率）第45页，共129页，2023年，2月20日，星期二一、线性时变状态i=f(VQ+v1+v2)

在(VQ+v1)点上对

v2进行泰勒级数展开第46页，共129页，2023年，2月20日，星期二v2足够小，忽略二次方及高次项第47页，共129页，2023年，2月20日，星期二I0(v1)

＝f(VQ+v1)——时变静态电流，v2=0

时的电流g(v1)＝f

(VQ+v1)

——时变增量电导，增量电导在v2=0

时的数值＝I0(v1)+g(v1)v2

i与

v2的关系是线性的但系数是时变的线性时变第48页，共129页，2023年，2月20日，星期二设v2=V2mcos2t，i包含的频率成分：|p1

2|

，p1

i=I0(v1)+g(v1)v2

当v1=V1mcos1t

时，I0(v1)及g(v1)都将是角频率为1

的周期性函数频率成分第49页，共129页，2023年，2月20日，星期二若w1>>w2，则无用的组合频率将远离有用的和频与差频成分线性时变状态：V2m很小（V2m<<V1m）i包含的频率成分：|p1

2|

，p1

参与相乘的两个信号（频率有高低之别），限制哪一个信号的幅度更合适？限制频率低的信号幅度第50页，共129页，2023年，2月20日，星期二线性时变状态：V2m很小（V2m<<V1m）进一步，V1m足够大，使非线性器件工作在开关状态，器件的非线性特性用折线近似，将进一步减少组合频率成分。i包含的频率成分：|p1

2|

，p1

开关状态第51页，共129页，2023年，2月20日，星期二例1：一个晶体二极管，当v1＝V1mcosw1t，V1m足够大，使二极管轮流工作在导通和截止区，其伏安特性可合理地用两段折线近似。导通区折线斜率为gD第52页，共129页，2023年，2月20日，星期二单向开关函数V1m>>V2m，管子的导通与截止仅由

v1控制而不受

v2

影响时，线性时变工作状态便转换为开关状态。

第53页，共129页，2023年，2月20日，星期二i的频率成份：单向开关函数第54页，共129页，2023年，2月20日，星期二i的频率成份组合频率成份进一步减少第55页，共129页，2023年，2月20日，星期二二、平衡对称电路——差分对管

第56页，共129页，2023年，2月20日，星期二i的频率成份：不用限制v2的幅度，只要I0与v2呈线性关系即可第57页，共129页，2023年，2月20日，星期二与二极管电路比较，利用两管的平衡抵消原理，差分对管的输出电流中减少了直流分量与p为偶数的众多组合分量。i的频率成份：双差分电路（开关状态）二极管电路（开关状态）i的频率成份：第58页，共129页，2023年，2月20日，星期二双向开关函数x1＝V1m/VT

很大(x1>10，即V1m>260mV)令x1=V1m/VT第59页，共129页，2023年，2月20日，星期二二极管电路（开关状态）优点：双差分对电路无直流分量，幅度加倍双差分电路（开关状态）第60页，共129页，2023年，2月20日，星期二一、双差分对平衡调制器（扩展了V2的动态线性范围）4.2.2双差分对平衡调制器和模拟相乘器（模拟乘法器）第61页，共129页，2023年，2月20日，星期二第62页，共129页，2023年，2月20日，星期二讨论：线性相乘的的动态范围很窄(1)若|v1|

≤26mV，|v2|

≤26mV。实现了

v1和

v2的相乘运算。i的频率成份：第63页，共129页，2023年，2月20日，星期二i的频率成份：(2)v1为任意值，|v2|

≤26mV，线性时变工作状态。线性时变工作时，利用差分对管平衡抵消原理，进一步抵消了q>1，p为偶数的众多组合频率分量。第64页，共129页，2023年，2月20日，星期二(3)|v1|≥260mV，|v2|≤26mV

当v1=V1mcosIt，V1m≥260mV，即

x1>10时，实现开关工作。第65页，共129页，2023年，2月20日，星期二i的频率成份：第66页，共129页，2023年，2月20日，星期二以上的三种工作特性中都要求v2取小值，这种要求使v2的动态范围受到限制,因此需要|v2|≤26mV扩展v2的动态范围第67页，共129页，2023年，2月20日，星期二例如：I0=1mA，RE=1k则v2的最大动态范围为(-250mV，250mV)比不加时，扩大了约10倍。扩大V2线性动态范围负反馈电阻扩展v2的线形动态范围第68页，共129页，2023年，2月20日，星期二扩展vΩ动态范围负载电阻载波信号调制信号调零电位器，确保vΩ=0时i=0T7T8偏置电阻T5T6偏置电阻T1T2偏置电阻XFC1596集成平衡调制器（MC1596）第69页，共129页，2023年，2月20日，星期二负反馈电阻扩展v2的线形动态范围能否用相同的方式扩展v1的线形动态范围？第70页，共129页，2023年，2月20日，星期二图

4-2-10模拟相乘器原理电路输出差值电压

线性动态范围vO=(iⅠ-iⅡ)RC=iRCAM——相乘器的增益。

二、双差分对模拟相乘器（模拟乘法器）

第71页，共129页，2023年，2月20日，星期二二极管双平衡混频器二极管双平衡混频器组成电路二极管双平衡混频器是另一类工作在开关状态的相组件第72页，共129页，2023年，2月20日，星期二vL足够大，控制D1～D4工作在开关状态vL>0，D2与D3导通、D1与D4截止vL<0，D2与D3截止、D1与D4导通二极管双平衡混频器组成电路第73页，共129页，2023年，2月20日，星期二D2与D3导通D1与D4截止vL>0时二极管平衡混频器组成电路第74页，共129页，2023年，2月20日，星期二D2与D3截止D1与D4导通二极管双平衡混频器组成电路vL<0时第75页，共129页，2023年，2月20日，星期二二极管双平衡混频器组成电路第76页，共129页，2023年，2月20日，星期二二极管双平衡混频器组成电路[K1(Lt-

)-K1(Lt)]K2(Lt)

第77页，共129页，2023年，2月20日，星期二与单个二极管电路的线性时变状态（开关状态）比较，少了哪些频率成分？iI=cos(L-c)t输出中频电流第78页，共129页，2023年，2月20日，星期二二、混频损耗混频器高频信号本振信号中频信号功率PS功率PI第79页，共129页，2023年，2月20日，星期二输出中频电流iI=cos(L-c)t输出中频功率第80页，共129页，2023年，2月20日，星期二输入电流输入电流中仅有高频电流[K1(Lt-

)+K1(Lt)]输入高频功率第81页，共129页，2023年，2月20日，星期二输入高频功率输出中频功率混频损耗考虑到变压器的损耗，实际混频损耗约6～8dB第82页，共129页，2023年，2月20日，星期二地位：超外差接收机的重要组成部分。作用：将输入高频信号变换为固定的中频信号。重要性：靠近天线，直接影响接收音机的性能。种类：①

一般接收机中：三极管混频器。②

高质量通信接收机：二极管环形混频器、双差分对平衡调制器混频器。

4.3混频电路

第83页，共129页，2023年，2月20日，星期二4.3.1通信接收机中的混频电路一、主要性能指标1．混频增益

输出中频信号电压

Vi(或功率PI)对输入信号电压

Vs(或功率

PS)的比值，用分贝表示为

2．噪声系数输入信号噪声功率比(PS/Pn)i对输出中频信号噪声功率比(PI/Pn)o的比值，即

第84页，共129页，2023年，2月20日，星期二接收机的噪声系数主要取决于它的前端电路，若无高频放大器，主要由混频电路决定。3．1dB

压缩电平(PI1dB)图

4-3-1

1dB压缩电平当PS

较小时，

PI

随PS

线性增大，混频增益为定值当PS

较大时，

PI

随PS

增大趋于缓慢。定义：比线性增长低1dB时所对应的输出中频功率电平，称1dB压缩电平，用PI1dB

表示。

意义：PI1dB

所对应的PS

是混频器动态范围的上限电平。

第85页，共129页，2023年，2月20日，星期二4．混频失真来源①

接收机输入端存在的干扰信号；②

混频器件非线性，使输出电流包含众多无用组合频率分量，若某些靠近中频，则中频滤波器无法将它们滤除，叠加在有用中频信号上，引起的失真称为混频失真。5．隔离度混频器各端口之间在理论上应相互隔离，确保任一端口上的功率不会窜到其他端口上。实际上，总有极少量功率在各端口之间窜扰第86页，共129页，2023年，2月20日，星期二定义：本端口功率与其窜扰到另一端口的功率之比(用分贝表示)。意义：用来评价窜扰大小的性能指标。信号串扰危害本振端口功率向输入端口的窜扰危害最大，本振端口的本振功率都比较大，当它窜扰到输入信号端口时，就会通过输入信号回路回到天线上，产生本振功率的反向辐射，严重干扰邻近接收机。

第87页，共129页，2023年，2月20日，星期二二极管环形混频器和双差分对混频器高性能接收机混频器种类1．二极管环形混频器系列产品：Level7、Level17、Level23本振功率:

7dBm(5mW)，17dBm(50mW)，23dBm(200mW)本振功率电平越高，相应的

1dB压缩电平也就越高，混频器的动态范围就越大。优点：频带宽、噪声低、混频失真小、动态范围大。

缺点：无混频增益、端口间的隔离度较低。第88页，共129页，2023年，2月20日，星期二2．双差分对平衡混频器(AD831)工作频率:500MHz优点：混频增益大；端口间隔离度高；输入端只需要电压

激励，一般不必加功率匹配网络缺点：噪声系数较大，动态范围小第89页，共129页，2023年，2月20日，星期二4.3.2三极管混频电路一、工作原理L1C1：

输入信号回路，调谐在

fcL2C2：输出中频回路，调谐在

fIvBE=VBB0+vL+vSiC

f(vBE)

IC0(vL)+gm(vL)vS线性时变状态▲高频信号很弱，三极管对其呈线性状态第90页，共129页，2023年，2月20日，星期二详细定量推导详见教材iC

f(vBE)

IC0(vL)+gm(vL)vS第91页，共129页，2023年，2月20日，星期二图4-3-5

gmc随VLm

变化的特性在中波广播收音机中，这个最佳的VLm约为20~200mV。反之，当VLm一定时，改变VBB0(或IEQ)

时，gmc也会相应变化。实验指出，IEQ在0.2~1mA时，gmc

近似不变，并接近最大值。混频增益与本振信号幅度的关系第92页，共129页，2023年，2月20日，星期二4.3.3混频失真▲干扰哨声(混频器特有)▲寄生通道干扰(混频器特有)▲交叉调制失真（交调失真）(混频器、高中频都有)▲互相调制失真（互调失真）(混频器、高中频都有)产生的根本原因：——混频器相乘特性不理想导致组合频率成份第93页，共129页，2023年，2月20日，星期二混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF音频啸叫|±pfL±qfC|＝fI±F1FI干扰哨声简化为干扰哨声：由输入有用信号产生，输出产生的组合频率分量和中频信号频率接近第94页，共129页，2023年，2月20日，星期二寄生通道干扰：由输入干扰信号产生干扰fM≈fI混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF|±pfL±qfM|fM造成干扰寄生通道干扰最强的寄生通道干扰中频干扰（p=0,q=1,fM=fI）镜像干扰（p=1,q=1,fK=Fc+2fI）▲p、q越小，干扰越强第95页，共129页，2023年，2月20日，星期二fM＝fI|±0fL±1fM|＝

fI混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF干扰fM|±pfL±qfM|≈fIfM造成干扰中频干扰（p=0,q=1）中频干扰第96页，共129页，2023年，2月20日，星期二镜像干扰fM＝fL＋fI＝fK|－1fL＋1fK|＝

fIfLfCfKfIfI混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF干扰fM|±pfL±qfM|≈fIfM造成干扰镜像干扰第97页，共129页，2023年，2月20日，星期二减小寄生通道干扰的措施▲混频前加强滤波（或陷波）▲减少组合频率干扰（参考§4.2）▲对镜像干扰，可采取二次混频减小干扰第98页，共129页，2023年，2月20日，星期二第一次混频采用较高的中频，使镜像干扰远离接收的信号，便于滤除图

4-3-10二次混频接收机组成方框图第99页，共129页，2023年，2月20日，星期二干扰fMfM造成干扰fL

－|±rfC±sfM|≈fI|±rfC±sfM|≈fC混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF收听到有用台信号的同时可听到干扰台的声音，但有用台停播时，干扰台声音随之消失现象：交调失真交调失真：混频器除了对一些特定频率的干扰形成寄生通道干扰外，任意频率的干扰信号也会产生交调失真第100页，共129页，2023年，2月20日，星期二混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF现象：干扰fM1fM2fL

－|±rfM1±sfM2|≈fI|±rfM1±sfM2|≈fCfM1及fM2造成干扰互调失真收听到有用台信号的同时可听到另两个干扰台的声音，即使有用台停播，干扰台声音也不会消失互调失真：输入端有两个干扰信号第101页，共129页，2023年，2月20日，星期二r、s越小，组合频率分量的频率有可能接近Fi

互调失真越大fM1≈

fM2≈fC时，2fM1

－

fM2≈fCr

＋s＝3——三阶互调失真混频器（非理想相乘）中放检波（频谱向下搬移fI）fCfLfI＝fL－fSfI±FF干扰fM1fM2fL

－|±rfM1±sfM2|≈fI|±rfM1±sfM2|≈fCfM1及fM2造成干扰互调失真第102页，共129页，2023年，2月20日，星期二

2．提高混频器前端电路的选择性（混频前加强滤波）3．选择适当的中频频率,二次混频1．减少组合频率抑制干扰（混频失真）的措施第103页，共129页，2023年，2月20日，星期二§4.4振幅调制与解调电路一、振幅调制电路▲高电平调幅▲低电平调幅——丙类功率放大与调制合二为一——功率放大之前进行调幅效率高、但调制线性差调制线性好，但（发射机）效率低第104页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲高电平调幅电路基极调幅集电极调幅——工作在欠压状态——工作在过压状态第105页，共129页，2023年，2月20日，星期二滤波匹配电路高频扼流圈集电极调幅电路

第106页，共129页，2023年，2月20日，星期二基极调幅电路第107页，共129页，2023年，2月20日，星期二▲低电平调制电路采用集成模拟乘法器或双差分平衡调制器采用二极管平衡电路第108页，共129页，2023年，2月20日，星期二单边带发射机（滤波法实现）相对频率间隔越大，滤波越容易第109页，共129页，2023年，2月20日，星期二频谱搬移过程第110页，共129页，2023年，2月20日，星期二4.4.2二极管包络包络检波电路——仅适合于包含载波