第7章角度调制电路

第7章角度调制电路第一页，共114页。高频振荡正弦波信号：

如果利用调制信号

去控制三个参量中的某个，可产生调制的作用:amphitudemodulationAM:frequencymodulationFM:phasemodulationPM:角度调制AM调制方式中AMDSB属于频谱线性搬移电路,调制信号寄生于已调信号的振幅变化中FMPM调制方式中：属于频谱的非线性搬移电路,已调波为等幅波,调制信息寄生于已调波的频率和相位变化中

SSB第一节概述第二页，共114页。角度调制频率调制FM:相位调制PM:一、角度调制的定义

频率调制的定义是高频振荡信号的振幅不变，瞬时频率随调制信号线性变化。常用FM表示。相位调制的定义是高频振荡信号的振幅不变，瞬时相位随调制信号线性变化。常用PM表示。相位调制和频率调制统称为角度调制。第三页，共114页。二、角度调制的优点和用途相对振幅调制而言，抗干扰能力更强。因为其有用信息包含在频率中而不是振幅中。瞬时角频率与瞬时相位关系：关系：第四页，共114页。

优点：抗干扰能力强、较高的载波功率利用系数缺点：占有更宽的传送频带。调频主要应用于调频广播、广播电视、通信及遥测遥控等；调相主要用于数字通信系统中的移相键控。调频波的指标主要有以下几个：1)频谱宽度2)寄生调幅3)抗干扰能力第五页，共114页。FM，PMω从已调波中检取出原调制信号的过程称为解调(AM)振幅解调——检波

(FM)频率解调——鉴频detection(frequencydiscrimination)(PM)相位解调——鉴相(phasedetection)AMωωωωωωωω第六页，共114页。一、调角波的数学表示式、瞬时频率和瞬时相位：（一）调相波的表达式：由调相波的定义有：第二节调角波的基本性质（调角信号的分析）

第七页，共114页。瞬时频率瞬时相位

调相波说明：瞬时相位与调制信号成线性关系调相时，振幅不变，即：Um=Ucm

PM波的表达式为：

其中：①：为载波的相位角。

②：调相灵敏度，

，单位调制信号振幅引起的相位偏移.③：瞬时相位偏移，即相对于

的偏移量。第八页，共114页。（二）调频波的表达式：由调频波的定义有：第九页，共114页。瞬时角频率与调制信号成线性关系瞬时角频率

瞬时相位调频波说明：调频时，振幅不变，即：Um=Ucm

其中：①:载波角频率，FM波的中心频率.②：调频灵敏度，

单位调制信号振幅引起的频率偏移

.,瞬时频率偏移（简称频偏）,寄载了调制信息，表示瞬时频率相对于载波频率的偏移.调频波的表达式第十页，共114页。二、调角波的基本性质调频波与调相波的比较：表7-1调频波调相波数学表示式瞬时相位瞬时频率最大相移最大频移第十一页，共114页。（一）调制指数的定义：定义：调角波的最大相移称为调制指数。调频指数：调相指数：调频指数：则调相指数：设调制信号为：（二）最大频移与调制指数的关系：调相波的最大频移：调频波的最大频移：故调角波的最大频移：第十二页，共114页。（三）调频波与调相波的表达式：调制信号为：设载波信号为：则调相波表达式：则调频波表达式：第十三页，共114页。例：调制信号为设载波信号为写出调相波和调频波的表达式解：第十四页，共114页。（四）调频波与调相波的波形：图(a)为调制信号,为三角波图(b)为调频波的瞬时频移：图(c)为调相波的瞬时频移：图(e)为调相波的波形：图(d)为调频波的波形：特点：瞬时频移最大点对应波形最密，最小点对应波形最稀。最大最密最小最稀第十五页，共114页。例：调制信号为设载波信号为画出调相波和调频波的波形ttttt第十六页，共114页。（五）讨论mpΔωmΔωmΩmfΩ①FM波：②PM波：可以看出调相制的信号带宽随调制信号频率的升高而增加，而调

频波则不变，有时把调频制叫做恒定带宽调制。（2）调频波的波形（1）一般调角信号的表达式：第十七页，共114页。调频波是波形疏密变化的等幅波第十八页，共114页。调频波调相波第十九页，共114页。调频与调相的关系——总结

载波信号：1.调制指数(最大相移)调频时调相时

2.最大频率偏移——频偏与调制信号振幅成正比，频率成反比。与调制信号频率无关。与调制信号的幅度成正比，与其频率无关FMPM与调制信号频率成正比第二十页，共114页。3.FM与PM的共同点频偏（即最大频率偏移）m

与调制指数m之间都满足：m=mfm=mFm：调制指数，是一个无因次量(没有单位的物理量)第二十一页，共114页。如果设载波：

调制信号：

FM波

PM波(1)瞬时频率：

调频信号与调相信号的比较(2)瞬时相位：

(3)最大频偏

(4)最大相位：

(5)表达式:

第二十二页，共114页。调相波和调频波的频谱相同，以调频波为例：（一）调频波的展开式：三、调角信号的频谱与带宽

调制信号设载波信号利用三角公式：

则调频波表示式：

式中：称为第一类Besselfunction，当m，n一定时，

为定系数，其值可以由曲线和函数表查出。所以：第二十三页，共114页。又利用三角函数积化和差公式：所以上式最终可表示为：

载波第一边频第二边频第三边频第四边频第二十四页，共114页。ωc-ΩΩΩωFM/PM的频谱ωc+Ωωcωc+2Ωωc+3Ωωc+4Ωωc-2Ωωc-3Ωωc-4ΩFM/PM信号的频谱由载频

和无限对上，下边频分量

组成.

其中：

分量：

，其大小决定于m

:上,下边频分量

,与m和n的大小有关。Ωωcω调制信号uΩ载波uo2、由第一类Besselfunction的性质：

所以有:各边频分量与载频分量之间的频率间距为nΩ，且当n为偶数时，上下边频分量符号相同，而当n=奇数时，上下边频分量符号相反。

（二）调频波频谱的特点：1、以载频为中心，由无数对边频分量组成，它不是调制信号的简单搬移。3、各边频分量的振幅取决于Jn(mf)，而Jn(mf)与mf有关。第二十五页，共114页。（三）调角波的频谱宽度：1，理论上，调角波的频谱包含无数对边频，频谱宽度为无限大。2，实际应用中,当mf一定时,Jn(mf)随着n的增大而减小.如图7-1和表7-2所示.若忽略振幅小的边频分量,则带宽为有限值。图7―1第一类贝塞尔函数曲线

图7-1可说明：当mf一定时,虽然Jn(mf)是起伏的，但总体趋势是J0(mf)>J1(mf)>J2(mf)>J3(mf)>….第二十六页，共114页。图7-3第一类贝塞尔函数曲线mf相同时，随着贝塞尔函数阶数升高，其值变化不一定越小。这意味着，调频波的频谱幅度不是线性递减的。第二十七页，共114页。表7-2有规律：当n>m+1时,当Jn(mf)<0.1若忽略小于未调载波振幅的10%的边频分量，则带宽为:第二十八页，共114页。凡是振幅小于未调载波振幅的10%的边频分量可以忽略不计。

实际上可以把调角信号认为是有限带宽的信号，这取决于实际应用中允许解调后信号的失真程度。

工程上有两种不同的准则：

(1)比较精确的准则：FM信号的带宽包括幅度大于未调载波振幅1%以上的边频分量，即如果在满足上述条件下的最高边频的次数为n

max，则FM信号的带宽为BFM=2nmax

或BFM=2nmaxF，n可以由下式确定利用B

e

s

s

e

lfunction可得近似公式:(2)常用的工程准则：

由Besselfunction可得BFM=2(mf+1)F在实际应用中也常区分为：3、调频信号的带宽

对有限频带的调制信号，即F=

F

minF

max，

调角信号的频带为：第二十九页，共114页。图单频调制时FM波的振幅谱(a)Ω为常数;(b)Δωm为常数(a)是改变f而F不变;(b)是保持f不变而改变F第三十页，共114页。调频波和调相波频谱差别第三十一页，共114页。

调制信号频率变化时，调频波的频谱宽度变化不大的原因是，在最大频移一定的条件下，调频波的调制指数与调制频率F成反比，调制频率越高，越小，而振幅小于10％的边频对数减少，故频谱宽度变化不大。这是调频波的一个重要特点。

调相波的频带宽度随调制信号频率F的增大而增大。调相波的频带宽度没有得到充分利用。这是调相制的弱点，也是调相制在模拟通信系统中不能直接应用的原因。但在数字通信系统中得到了广泛的应用。而在模拟通信系统中调频制得到了广泛的应用。第三十二页，共114页。调相波的频谱调频波的频谱第三十三页，共114页。因为调频波是一个等幅波，所以它的总功率为常数，不随调制指数的变化而变化，并且等于未调载波的功率。调制后，已调波出现许多频率分量，这个总功率就分配到各分量。随mf的不同，各频率分量之间功率分配的数值不同。调频信号uFM(t)在电阻RL上消耗的平均功率为由于余弦项的正交性，总和的均方值等于各项均方值的总和根据贝塞尔函数，具有因此有四、调频波的功率特性，第三十四页，共114页。调频波和调相波的功率与载波功率相同根据第一类贝塞尔函数的性质，大括号内各项之和恒等于1，即：因此有：(载波：)第三十五页，共114页。此结果表明，调频波的平均功率与未调载波平均功率相等。当mf由零增加时，已调制的载频功率下降，而分散给其它边频分量。也就是说调制的过程只是进行功率的重新分配，而总功率不变。调频器可以理解为一个功率分配器，它将载波功率分配给每个边频分量，而分配的原则与调频指数mf有关。从Jn(mf)曲线可看出，适当选择mf值，可使任一特定频率分量(包括载频及任意边频)达到所要求的那样小。例如mf=2.405时，J0(mf)=0，在这种情况下，所有功率都在边频中。第三十六页，共114页。第三十七页，共114页。已知音频调制信号的最低频率最高频率若要求最大频偏，求出相应调频信号的调频指数

mfBW和带宽内各频率分量的功率之和（假定调频信号总功率为1W），画出F=15kHz对应的频谱图.解：调频信号的调频指数mf与调制频率成反比，即

对于F＝20Hz，对于F＝15KHz，例题1第三十八页，共114页。因为F=15kHz对应的mf=3，从表中可查出由此可画出对应调频信号带宽内的频率图，共9条谱线，如图所示。因为调频信号总功率为1W，故所以带宽内功率之和第三十九页，共114页。例题2：第四十页，共114页。问：第四十一页，共114页。(3)当调制信号为余弦波时,该调角波为调频波。(4)当调制信号为正弦波时,该调角波为调相波。解:问：第四十二页，共114页。解:问：第四十三页，共114页。解:问：第四十四页，共114页。解:问：第四十五页，共114页。五、角度调制电路的功能调相电路功能的频谱表示1、调相电路的功能①将输入调制信号和载波信号通过电路变换成高频调相波。②若输入调制信号，且载波信号为时，其输出调相波：③输入输出频谱表示法第四十六页，共114页。②若输入调制信号，且载波信号为时，其输出调频波：2、调频电路的功能③输入输出频谱表示法。①将输入调制信号和载波信号通过电路变换成高频调频波。

调频电路功能的频谱表示调频电路mf=1ccc±c±2调频电路mf=2ccc±c±2c±3第四十七页，共114页。第三节调频方法的概述调频定义：瞬时频率随调制信号线性变化调频要求：（1）具有线性的调制特性，即（2）调制灵敏度要高，即kf要大（3）载波的频率稳定度要高(4)最大频偏与调制信号频率无关（5）无寄生调幅(载波的振幅要保持恒定，寄生调幅要小)第四十八页，共114页。调频电路输出信号的频率偏移Δf与调制电压u要线性调频电路的性能指标3、中心频率(载波频率)

(要稳定)4、最大线性频偏Δfm

(要大)

>1%大频偏<1%小频偏1、调制线性特性2、调制灵敏度：单位调制电压变化所产生的频率偏移(要大)第四十九页，共114页。间接调频：对调制信号先积分后调相，

fC较稳定，但是频偏小。调频电路直接调频：对振荡器直接进行频率调制,可获大频偏，但fC不稳定。直接调频调频方法:第五十页，共114页。一、直接调频和调相原理直接调频：调制信号直接控制载波振荡器的频率直接调相

第五十一页，共114页。正弦振荡型直接调频电路模型在实际应用中，是用调制信号去控制决定振荡器振荡频率的振荡回路的可变电抗值，从而使载波振荡器的瞬时频率按调制信号变化规律线性地变化。第五十二页，共114页。VCO的特点：瞬时频率随外加控制信号的变化而变化。

VCO式中：U为振荡信号的振幅，

:当

时的振荡频率，k

f为:VCO控制灵敏度。

用调制信号电压控制振荡回路的参数，如回路电容C或回路电感L，并使振荡频率ω正比于所加调制信号电压，即可实现调频。

在直接调频法中常采用压控振荡器（VoltageControlOscillator）作为频率调制器来产生调频信号。VCO中最常用的压控元件：变容二极管

由晶体管和场效应管组成的电抗电路。

压控振荡器直接调频：优点：可获得较大频偏。缺点：中心频率稳定性差，常采用自动频率微调（automaticfrequencycontrol，AFC）电路来克服载频偏移。通常有：，压控振荡器的输出信号即为调频信号。第五十三页，共114页。(2)把

先微分后再调频，可以得间接调相（indirectPM）

(1)如果把

先积分后，再经过调相器，也可得到对

而言的调频波，也称为间接调频。（indirectfrequencymodulation）二、间接调频和调相原理第五十四页，共114页。瞬时频率瞬时相位图借助于调相器得到调频波第五十五页，共114页。积分电路——RC电路其中第五十六页，共114页。第四节变容二极管直接调频一、变容二极管的特性(1)符号：或（VaractordiodedirectFM）第五十七页，共114页。（2）变容二极管的特性扩散电容(diffusioncapacitance)正向偏置，电容效应比较小。

势垒电容(barriercapacitance)反向偏置，势垒区呈现的电容效应。

所以为利用PN结的电容，PN结应工作在反向偏置状态.PN结反向偏置时，结电容会随外加反向偏压而变化，而专用的变容二极管，是经过特殊工艺处理（控制半导体的掺杂浓度和掺杂的分布）使势垒电容能灵敏地随反向偏置电压的变化而呈现较大变化的压控变容元件。结电容Cj与反偏电压ur的关系：式中Cj0：

时的电容值（零偏置电容）反向偏置电压，UD：PN结势垒电位差。

γ

：结电容变化指数，通常γ=1/2—1/3，经特殊工艺制成的超突变结电容γ

=1—5PN结具有电容效应

第五十八页，共114页。

可以看出C

j与ur之间是非线性关系，即变容二极管属于非线性电容，这种非线性电容基本上不消耗能量，产生的噪声量级也较小，是较理想的高效率，低噪声非线性电容。结电容Cj与反偏电压ur的关系：urCjCj00注意：变容二极管必须在反偏压状态工作变容管的Cj～ur曲线第五十九页，共114页。二、基本原理虚线左边是互感耦合振荡器。1.电路特点虚线右边是变容二极管和它的偏置电路。变容二极管的电容值影响振荡器的频率。+-因为扼流线圈ZL对直流和低频电压短路,所以：第六十页，共114页。Cc是变容管与LlC1回路之间的耦合电容，同时起到隔直流的作用；Cφ为对直流电压的旁路电容；

L2是高频扼流圈，但让调制信号通过。它的作用都是将振荡回路和变容管的控制电路隔离防止它们之间的相互影响。

因此，等效的振荡回路可画成右图，主体是LC互感耦合正弦振荡电路。变容二极管调频电路振荡回路的等效电路第六十一页，共114页。下图中的振荡器为电容三点式振荡器。为了突出调频性能的分析，下图只画出了它的高频交流等效电路，没有画出直流馈电电路，

图中；C3为高频偶合电容，C4为偶合隔直电容，LD为高频扼流圈，阻止高频电流经过调制信号源被旁路，右图为振荡器交流等效电路，Cj与振荡器回路并联，R1，R2为Cj的偏置电路，为Cj提供静态直流偏压

，而二极管的反偏电压为：

+uR-LCjC1C2VTLCjC1C2VTLDC3C4VCCR2+uΩ-R1+VQ-第六十二页，共114页。2.调频原理第六十三页，共114页。三、电路分析(一)变容二极管的电容值Cj：变容二极管结电容表达式：1,载波状态时变容二极管的结电容CjQ在变容二极管上加一个静态工作电压VQ和一个单频调制信号

第六十四页，共114页。2,调制状态时变容二极管的结电容Cj为静态工作点的结电容。

CjurVQurtCjtCjQ第六十五页，共114页。（二）变容二极管作为振荡回路的总电容当C1没接入,且Cc较大时，回路总电容仅仅是变容二极管的结电容Cj时，振荡回路的等效电路如下图：1,瞬时振荡频率为2,实现线性调制的条件：此时最大频偏第六十六页，共114页。当m很小可忽略三次方以上的高次项，则瞬时频率为：3,会产生什么影响：中心角频率偏移项二次谐波失真项可见会导致如下影响：线性调频所需项1)中心频率会产生偏移，其偏移量为：2)调频波会产生非线性失真,二次谐波失真最大偏移为第六十七页，共114页。调制特性线性调制此时调频波获得最大角频偏中心频率偏移基波分量两次谐波分量小结第六十八页，共114页。最大角频偏增大m会增加最大角频偏,但也增加非线性失真和减小载频稳定度,所以,最大角频偏受m的限制。

第六十九页，共114页。结论：1、相对频偏较小的情况下，如广播电视发射机中，m较小，二次谐波失真、中心频偏也不大，对值的要求不严格；2、相对频偏较大的情况下，如微波调频多路通信系统中，m较大，2时，会产生较大的非线性失真和中心频偏，应采用＝2的变容二极管。第七十页，共114页。（三）变容二极管部分接入振荡回路部分接入时振荡回路的等效电路如下图：变容二极管作为总电容实现调频时,由于温度或偏置电压的不稳会导致变容二极管结电容发生变化,因此其中心频率的稳定度差.采用部分接入方式可改善此性能.将看成变容二极管，不仅与有关，还与有关。第七十一页，共114页。振荡频率为将上式在工作点VQ处展开，可得式中最大频偏第七十二页，共114页。

它是全接入时Δfm的1/p。调频灵敏度也下降为全接入时的1/p，这是因为此时Cj比全接入时影响小，Δfm必然下降。C1愈大，C2愈小，即p加大，Cj对频率的变化影响就愈小，故C1值要选取适当，一般取C1=(10%～30%)Ｃ2。变容管部分接入回路方式适用于要求频偏较小的情况。而且由于Cj影响小，CjQ随温度及电源电压变化的影响也小，有利于提高中心频率的稳定度。从上式的振荡频率展开式可以看出，当Cj部分接入时，其最大频偏为第七十三页，共114页。例：第七十四页，共114页。第七十五页，共114页。第七十六页，共114页。举例18MHz变容二极管调频振荡电路8MHz变容二极管调频振荡电路四、实际变容管二极调频电路举例

第七十七页，共114页。图变容二极管直接调频电路举例(a)实际电路;(b)等效电路举例2下图是某通信机中的变容管调频器的实际电路。高频扼流圈高频滤波电容改变变容管偏置及调节电感L可使该电路的中心频率在50～100MHz范围内变化第七十八页，共114页。将上图(b)的振荡回路简化为下右图，这就是变容管部分接入回路的情况。这样，回路的总电容为图部分接入的振荡回路第七十九页，共114页。振荡频率为图部分接入的振荡回路第八十页，共114页。电路分析：（1）晶体管直流偏置（2）变容管直流偏置（3）高频交流通路图旁路电容短路扼流圈开路直流电源是交流地举例3第八十一页，共114页。回路总电容：载频：第八十二页，共114页。举例490MHz直接调频电路及其高频通路第八十三页，共114页。（1）L1，C1、C2串联，C3和反向串联的两个变容二极管，三个支路并联组成电容反馈三点式振荡电路。(2)直流偏置电压-UQ同时加在两个变容二极管的正极，调制信号经L4扼流圈加在二极管负极上，二个二极管的动态偏置为：

（3）两个变容二极管串联后的总电容

C'j与C3串联后接入振荡回路，对振荡回路来说是部分接入，与单二极管直接接入比较，在相同的情况下，m值降低。

（4）两变容二极管反向串联，对高频信号而言，加到两管的高频电压降低一半，可减弱高频电压对结电压的影响，另外在高频电压的任一半周内，一个变容管寄生电容增大，而另一个减少，使结电容的变化不对称性相互抵消，从而消弱寄生调制。

C1C2L1C3Cj1Cj2C1C3Cj1Cj2uΩR1R2LeReC2L1CbC4C5C6C7L2L3+-VT-UQECL4ud举例5第八十四页，共114页。第四节石英晶体振荡器直接调频一，采用石英晶体振荡器直接调频的目的是要提高调频振荡的载波频率稳定度。二，晶体振荡器直接调频的主要形式晶体振荡器采用变容二极管实现调频的形式有两种，一是变容二极管与并联型晶体振荡器的晶体相串联，二是变容二极管与并联型晶体振荡器的晶体相并联。第八十五页，共114页。在要求调频波中心频率稳定度较高，而频偏较小的场合，可以采用直接对晶体振荡器调频的方法。

1）晶体振荡器直接调频原理右图为并联型PierceOscillator，其振荡频率为：

式中：Cg为晶体的动态电容，C

o：晶体的静态电容，

，f

q：晶体的串联谐振频率。在电路中，当Cj变化时，CL变化，从而使晶体振荡器的振荡频率也发生变化，如果压控元件Cj受调制电压 控制，则PierceOscillator就成为一个晶体调频振荡器。注意：晶体在电路中呈现为一个等效电感，故只能工作于晶体的串联谐振频率f

q与并联谐振频率fp之间，而f

q与f

p之间的频率变化范围只有量级，再加上Cj的串联，晶体的可调振荡频率更窄。

C2ClCjJT例如载频为40MHz的晶体调频振荡器，能获得最大频偏只有7.5kHz，所以采用晶体调频振荡器虽然可以获得较高的频率稳定度，但缺点是最大频偏很小，实际中需要采用扩大频偏的措施。扩大频偏的方法有两种：晶体支路中串接小电感；

利用π型网络进行阻抗变换来扩展晶体呈现感性的工作频率范围。

第八十六页，共114页。2）晶体调频振荡器的实际电路

对晶体振荡器进行直接调频时，因为振荡回路中引入了变容二极管，所以调频振荡器的频率稳定度相对于不调频的晶体振荡器是有所下降。下图为晶体调频振荡器直接调频电路，其中变容二极管与晶体串联联接，C4、C5、C6、C7对高频短路，ZL为高频扼流圈。右图为高频等效短路，为典型的电容三点式振荡电路。第八十七页，共114页。应用举例：调制信号

Pierce型振荡器

调制信号放大

晶体振荡器的变容管直接调频电路第八十八页，共114页。采用串接小电感来扩大调频的频偏晶体调频振荡器的实际电路

C1C2CjLJT采用串接小电感L的方法来扩大调频的频偏，变容二极管的反向偏压由EC经稳压管VDZ稳压后经RZ2=2.4k和W1=47k电位器分压后，经R=10K电阻加至变容管正极。改变47K电位器W1的活动端可以调整变容管的Uo从而改变Cj，把调频器的中心频率调至规定值。调制信号经电位器W2加于变容管VD，改变4.7KΩ电位器W2的活动头，可以调整加在变容二极管上的调制信号电压幅值，从而获得要求的频偏。-Uo+C5uΩ(t)W1W2VDJTCLRb1Rb2C1C2ReC3ECRz2Rz1VDzRC4+-第八十九页，共114页。1.间接调频法

高稳定度载波振荡器相位调制器积分电路多级倍频和混频器宽带窄带第六节间接调频电路

但最大频偏小的缺点可以通过多级倍频器后获得符合要求的调频频偏，另外采用混频器变换频率可以得到符合要求的调频波工作范围。采用高稳定度的晶体振荡器作为主振级，然后再对这个稳定的载频信号进行调相，这样一来就可得中心频率稳定度高的调频信号。在间接调频时，要获得线性调频必需以线性调相为基础。但在实现线性调相时，要求最大瞬时相位偏移

，因而线性调相的范围很窄，因此转换成的调频波的最大频偏

很小，即：m

f<<1，这是间接调频法的主要缺点.间接调频法就是利用调相方法来实现调频。

第九十页，共114页。间接调频的关键电路是调相器第三类是矢量合成法调相实现调相的方法通常有三类：一类是可变移相法调相第二类是可变时延法调相第九十一页，共114页。R1R2R3R4C1C2C3C4CjL载波输入高稳定度振荡器调相器积分器一、可变移相调相电路

如果忽略二次方以上各项，可得回路的谐振频率为：

将变容二极管接在高频放大器的谐振回路里，就可构成变容二极管调相电路。

CjLUQ=9V载波输入调相波输出回路的频率偏移为：

在高Q值及谐振回路失谐不大的情况下，并联LC谐振回路电压和电流间的相位关系为：Oωωoω幅频特性π/6-π/6当

</6（或30o）时，tan≈可得:表明:单级LC谐振回路在满足Δ

<

/6（30o）的条件下，回路输出电压的相移是与输入调制电压uΩ(t)成线性关系的。

如果将调制电压uΩ(t)先积分后再加在变容二极管上，则单级LC谐振回路输出电压的瞬时频率ω(t)就与输入调制电压uΩ(t)成线性关系，即可实现对调制电压uΩ(t)的间接调频。调相波输出载波输入高频等效电路第九十二页，共114页。调相电路：频率为的载波信号通过单调谐回路，只有在调谐回路的谐振频率等于时，不产生附加相移，通过谐振频率不等于的调谐回路都会产生附加相移。因为谐振频率受调制信号控制，所以输出信号的相移也受调制信号控制。变容二极管和电感L组成单调谐回路，构成可控相移网络相移特性曲线第九十三页，共114页。变容管移相电路：用调制信号u(t)控制Cj变化，高频载波fc以恒流源形式激励并联谐振回路对于高频载波来说,三个0.001F的小电容短路；对于低频调制信号来说,三个0.001F的小电容开路,4.7F电容短路。调制信号输入载波信号输入调相波输出7V第九十四页，共114页。③当u(t)<0时，变容二极管反向电压减小，结电容加大，L与组成谐振回路的谐振频率减小，其相频特性如图曲线③所示，对输入c为的载频信号，输出电压有一个负的附加相移

。②当u(t)>0时，变容二极管反向电压加大，结电容减小，L与组成谐振回路的谐振频率增大。其相频特性如图曲线①所示。对输入为c的载频信号，输出电压有一个正的附加相移

。①当调制电压u(t)=0时，变容二极管反向电压ur=VQ=9V。变容二极管的结电容CjQ与L组成谐振频率为c的谐振回路。其相频特性如图曲线②所示，对载频输入信号，其输出电压附加相移为零。④附加相移在u(t)的控制下变化，这样输出电压的相位也随变化，从而实现调相。调相过程定性分析谐振频率变化产生附加相移第九十五页，共114页。由上分析可知：变容二极管相移网络能够实现线性调相,但受回路相频特性非线性的限制,除了选用＝2或者m为最小值外，还必须满足mp≤