微波晶体管放大器

微波晶体管放大器第1页/共63页第三章：微波晶体管放大器2第2页/共63页§3.5小信号微波晶体管放大器的设计放大器有以下性能指标：

(1)频率范围：放大器的工作频率范围是选择器件和电路拓扑设计的前提。(2)增益：它是放大器的基本指标。按照增益可确定放大器的级数和器件类型。

(3)噪声系数：放大器的噪声系数是输入信号的信噪比与输出信号的信噪比的比值，表示信号经过放大器后信号质量的变坏程度。级联网络中，越靠前端的元件对整个噪声系数的影响越大。在接收前端，必须做低噪声设计。放大器的设计要远离不稳定区。噪声的好坏主要取决于器件和电路设计。(4)动态范围：放大器的线性工作范围。最小输入功率为接收灵敏度，最大输入功率是引起1dB压缩的功率。3第3页/共63页放大器的设计步骤步骤一：在频率、增益、噪声指标条件下选择器件，得到偏置条件下器件的[S]参数。步骤二：满足判据，则进入步骤三；不满足判据，在圆图中画出稳定区，必要时画出等增益圆和等噪声圆。步骤三：确定输入输出反射系数Γin及Γout。步骤四：设计输入输出匹配网络。4第4页/共63页射频/微波晶体管5第5页/共63页BJT偏置电路6第6页/共63页FET偏置电路7第7页/共63页接地8第8页/共63页8.2.2三种射频/微波放大器设计原则9第9页/共63页续表10第10页/共63页8.2.3微带放大器设计实例设计实例一11第11页/共63页使用ADS求解1、打开SmithChart12第12页/共63页使用ADS求解2、输入工作频率以及源和负载阻抗13输入工作频率和传输线阻抗点击进入输入源和负载端口阻抗对话框输入源阻抗输入负载阻抗第13页/共63页使用ADS求解3、输入S参数14第14页/共63页使用ADS求解输入参量15传输线特性阻抗传输线特性阻抗第15页/共63页使用ADS求解输入稳定性圆（确定ΓL的取值范围）16输入稳定性圆第16页/共63页使用ADS求解输出稳定性圆（确定ΓS的取值范围）17输出稳定性圆第17页/共63页使用ADS求解实际功率增益圆Gp（确定ΓL的取值范围）18等增益圆第18页/共63页使用ADS求解等资用增益圆Ga（确定ΓS的取值范围）19资用等增益圆第19页/共63页8.2.3微带放大器设计实例设计实例二20第20页/共63页利用ADS求解稳定性分析（绝对稳定）21输入稳定性圆输出稳定性圆第21页/共63页最大实用功率增益GpMax22最大实用功率增益点最大实用功率增益点对应的反射系数和负载阻抗第22页/共63页最大资用功率增益GaMax23最大资用功率增益点最大资用功率增益点对应的反射系数和负载阻抗第23页/共63页8.2.3微带放大器设计实例设计实例三24第24页/共63页输入参数25第25页/共63页计算结果26等噪声圆等资用功率圆两个圆的交点两个圆交点对应的反射系数和源阻抗第26页/共63页27一、输入、输出匹配电路

输入匹配电路的任务：把微波晶体管的复数输入阻抗变换为信源实数阻抗(即50电阻性的源阻抗)1)最佳噪声：out1=opt(Zout1=Zopt=1/Yopt)2)最大功率增益：Zout1=ZTin*第27页/共63页28

输出匹配电路的任务：把微波晶体管的复数输出阻抗变换为负载实数阻抗(50)1)提高增益：在保持稳定的前提下有尽可能高的增益(总增益大于30dB以上，后级噪声很大时，要求40~50dB以上)2)改善整机增益平坦度

3)满足放大器输出驻波比

4)改善放大器稳定性第28页/共63页29

由Yopt沿等圆向终端转l1=0.118g与g=1圆交于Y3

点，得Y3=1-j2

在Y3点并联(-j2)，得到匹配点Y0

用短路微带线，由短路点向始端转l2=0.073g

，得Yin=-j2例1并联分支电路限制：微带均为50第29页/共63页输入源阻抗输入源阻抗30点中源输入源阻抗第30页/共63页输入Zopt31点中负载输入反射系数第31页/共63页添加直线段32点中直线段移动光标至该点第32页/共63页添加短截线段33点中短路短截线移动光标至该点最后点击此处第33页/共63页34终端开路短截线终端短路短截线第34页/共63页35

例2：微带-阻抗变换用阻抗圆图

由Yopt沿等圆向终端转l1=0.179g

到Z1=R+j0=0.17

为实现Z1=0.17可用g/4阻抗变换器

反归一化：缺点：低频时线太长，主要用于高频第35页/共63页输入源阻抗输入源阻抗36点中源输入源阻抗第36页/共63页输入Zopt37点中负载输入反射系数第37页/共63页添加直线段138点中直线段移动光标至该点第38页/共63页添加直线段239点中直线段输入变换段阻抗输入变换段电长度最后点击此处第39页/共63页40

例3：电感-阻抗变换用阻抗圆图

先用集中元件电感L实现j1.8，向前跨过电感到Z1=R+j0=0.8

变换线段为g/4阻抗变换器

反归一化：好处：尺寸减小，g/4阻抗变换器还是太长第40页/共63页电感-阻抗变换41第41页/共63页42例4：集中参数电感匹配

串接电感L,移到Z1(匹配圆的对称圆的圆周上)，

换为导纳圆图，得

并联电容C

，(减去电纳j0.48)，匹配到原点。第42页/共63页集中参数电感匹配43第43页/共63页44例5：串接微带线已知

对50归一化改为对Z1

（85.6）归一化，得已知电路尺寸，用圆图分析为什么匹配第44页/共63页45

向终端转1=61.70到Zm，得Zm=0.22-j0.22

对85.6归一化改为对17.54归一化向终端转2=58.980

，得Zn=2.85+j0

改为对50归一化，获得匹配。第45页/共63页串接微带线46第46页/共63页第47页/共63页48

匹配电路适用频段

集中参数电感f=1~4GHz

并联分支线f=3~8GHz

串接微带线、阻抗变换器f=5~18GHz第48页/共63页491.频率高时不能用集中参数电感，因为损耗大2.并联分支线用于低频段：频率低、波长大，每个单元微带较长，若用阻抗变换类型结构则电路尺寸过长。由于线条长度较大，T形结构不均匀区相对很小，计算误差减弱。3.串接微带线、阻抗变换器用于高频段：微带阶梯跳变的不均匀区计算容易，频率高时，由于工作波长短，微带线段机械尺寸往往既短又宽，若用分支线，则太短，T形结构不均匀区的电磁场高次模影响很大，计算精度相对要下降。第49页/共63页50二、级间匹配电路已知：要求匹配：out1、in2二者模值很接近，相角有一定的差别。长度起移相作用，Z影响阻抗变换比。

级间匹配电路的任务：使后级微波晶体管的输入阻抗与前级微波晶体管的输出阻抗共轭匹配以获得较大增益。级间匹配和输入匹配区别是：把out1(而不是S=0)变换为in2*尺寸短小、结构紧凑，难获宽频带匹配第50页/共63页51三、偏压馈电与隔直流电路

隔直流耦合线>8GHz

隔直流电容<5GHz

偏压馈电：要求对主电路的微波特性影响应尽可能小，即不应造成大的附加损耗、反射及高频能量沿偏压电路泄漏，结构紧凑。隔直流电路：使各直流部分隔开，但对微波工作频率的影响又必须尽可能小。1.频率高不能用集中参数电容，因为损耗大2.扇形线：频带宽、长度短

比外焊电容方便简单，加工工艺一致性好。低频段由于尺寸大不适用。高阻低阻AB第51页/共63页52

偏压馈电：偏压由B点处加入，经g/4后为短路，高频为0电位，此处加入偏压线对电路无影响。由B点再经g/4高阻线到达主线时就得一无限大阻抗，对主线无影响。由于制作公差及频率偏离中心等原因，理想情况不能得到，但因线的特性阻抗很高，仍能得到较告的高频阻抗，对主线影响较小。实际高阻100左右，低阻10左右。靠近主线处应为高阻段。因为低阻段相当于并联电容，其输入阻抗较低，相当于主线被旁路，对高频性能将产生影响。隔直流耦合线第52页/共63页53四、放大器频带特性以上讲述的是点频原理，宽频带设计用计算机。

全频带内不可能都匹配到原点电抗匹配，低频段失配低频段带外可能有振荡全频域分析，检查稳定性、驻波比

SWR,G,G,NF….折中取舍第53页/共63页54五、放大器系统稳定性（1）串联负反馈

负反馈结果*K增加

*|S21|下降*|S11|略下降*|S22|略下降*L过大时变成正反馈，|S21|,|S11||S22|上升，K下降原理图结构图改善稳定性措施反馈电抗FET源极串联电感接地构成反馈。管腿有长度、孔有深度高频时负反馈。从管根处接地。第54页/共63页55等效网络第55页/共63页56

串联负反馈引起K的变化

反馈线不宜太长在较宽频带内，满足K>0.8即可高频率时，接地孔产生负反馈，将引起增益损失第56页/共63页57放大器反射系数

加隔离器后

例：放大器要求又知得（2）铁氧体隔离器第57页/共63页58（3）电阻稳定隔离器*隔离效果电阻衰减量加衰减器后例：得电阻隔离器只能置于放大器后以改善输出反射损耗，不能用于输入隔离、功放。第58页/共63页59匹配型电阻隔离器（特性阻抗50Ω）第59页/共63页60（4）频带外低端的衰耗电路R=10~60R=30~50R4lh

微带主线偏压引入AB微带主线R偏压引入4lhAB分支线口A点对高频是开路，无微带电流，电阻对高频无影响。对带外低频，A点不再开路，有电流损耗，可以压低增益。电阻对高频无影响。对带外低频，是分路损耗电阻。第60页/共63页61

(A)检查稳定系数K，加源级负反馈，使K>