第六章数字基带传输

第六章数字基带传输第一页，共七十一页，2022年，8月28日主要内容1数字信号基带传输的概念2数字基带信号的传输码型3数字基带信号及其频谱特性4基带传输中的码间串扰5无码间干扰的基带传输特性6部分响应系统7无码间干扰的基带系统抗噪声性能8眼图9时域均衡第二页，共七十一页，2022年，8月28日1数字信号基带传输的概念

数字信号基带传输的概念

简单说，基带传输系统是指不使用调制和解调装置而直接传输数字基带信号的系统。即在发端，首先将源符号进行信源编码；之后根据信道状况，选用一定码型及波形代表各编码符号，构成数字基带码流；最后进入基带信道进行数字传输。

信道信号形成器用来产生适合于信道传输的基带信号；信道可以是允许基带信号通过的媒质；接收滤波器是用来接收信号和尽可能排除信道噪声和其他干扰的；抽样判决器则是在噪声背景下用来判定与再生基带信号。

信道信号形成器信道接收滤波器抽样判决器基带脉冲输入干扰基带脉冲输出图数字基带传输系统的基本结构第三页，共七十一页，2022年，8月28日1数字信号基带传输的概念（续）

数字频带传输系统

简单说，包括了调制和解调过程的传输系统称为频带传输系统。如图调制器基带脉冲输入信道解调器干扰基带脉冲输出第四页，共七十一页，2022年，8月28日1数字信号基带传输的概念

数字基带传输系统

简单说，基带传输系统是指不使用调制和解调装置而直接传输数字基带信号的系统。即在发端，首先将源符号进行信源编码；之后根据信道状况，选用一定码型及波形代表各编码符号，构成数字基带码流；最后进入基带信道进行数字传输。

影响数字基带传输可靠性的主要原因

高斯白噪声带来的加性干扰限带传输引起的码间干扰（ISI）第五页，共七十一页，2022年，8月28日2数字基带信号的传输码型

数字基带信号

所谓数字基带信号（简称基带信号），就是消息代码的电波形。

数字基带信号的主要要求:

传输码型的选择：对各种代码的要求，期望将原始信息符号编制成适合于传输用的码型。常用码型有：单极性NRZ（NonReturnZero）码、双极性（BNRZ）码、单极性归零（RZ）码、双极性归零（BRZ）码、差分码、多电平码、AMI、CMI、Miller码、分相码（Manchester）、HDB3码等。

基带脉冲波形的选择：对所选码型的电波形要求，期望电波形适宜于在信道中传输。根据实际需要，组成基带信号的单个码元波形可以是矩形，升余弦形，高斯形以及半余弦脉冲等多种。第六页，共七十一页，2022年，8月28日2数字基带信号的传输码型（续）

基带信号传输码型的选取原则传输的码型不应含有直流分量，且低频成分和过高的频率成分也不宜太多（通过分析频谱图即可看出信号含有的频率成分）为使收发同步，传输的码型中应含有时钟信息

传输的码型与信息源的统计特性无关传输码应具有一定的检错、纠错能力码型的转换设备应简单易于实现良好的功率谱特性：所选码型、波形序列的功率谱主瓣窄、收敛快，以节省传输带宽、减少ISI；第七页，共七十一页，2022年，8月28日

基带传输码型

单极性NRZ（NonReturnZero）码、双极性（BNRZ）码、单极性归零（RZ）码、双极性归零（BRZ）码、差分码、多电平码

+E00001111（a）单极性波形+E-E0001111（b）双极性波形+E00001111（c）单极性归零波形+E-E0001111（d）双极性归零波形+E-E0001111（e）差分波形1+E-E01（f）多电平波形+3E-3E010100111011002数字基带信号的传输码型（续）第八页，共七十一页，2022年，8月28日

基带传输常用码型

1、AMI码（传号交替反转码）

编码规则：代码0（空号）仍变换为传输码的0，而把代码中的1（传号）交替变换成传输码的+1、-1、+1、-1、…。它为三电平序列，三元码，伪三进制，1B/1T码。优点：（1）“0”，“1”不等概时也无直流。（2）零频附近的低频分量小。（3）整流后即为RZ码。缺点：连0码多时，AMI整流后的RZ码连0也多，不利于提取高质量的位同步信号（位同步抖动大）

举例：消息代码：10011000111…AMI码：＋100–l＋1000-1+1-1…

100112数字基带信号的传输码型（续）第九页，共七十一页，2022年，8月28日

2、HDB3码（三阶高密度双极性码）

编码规则:把消息代码变换成AMI码、检查AMI码的连0串情况。当没有4个以上连0串时，则这时的AMI码就是HDB3码；

当出现4个以上连0串时（1）四个连0用取代节000V或B00V代替。（2）非四个连0时编码后不变，当两个相邻“V”码中间有奇数个1时有000V，为偶数个1时用B00V。（3）1，B的符号符合交换反转原则（B符号的极性与前一非0符号的相反，V的符号与其前一非0符号同极性，相邻V码符号相反。译码规则：每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性（包括B在内）。从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码，再将所有-1变成+1后便得到原消息代码。

HDB3码的特点：保留了AMI码的优点，克服了AMI连0多的缺点。它是一，二，三次群的接口码型，是CCITT推荐使用的码之一2数字基带信号的传输码型（续）第十页，共七十一页，2022年，8月28日

举例HDB3码编码例1：代码：100001000011000011

AMI码：-10000+10000–l＋l

0000-1+1

-1

000-V+1000+V-1＋l000+V-1+1HDB3码：-1000-V+1000+V-1＋l-B00-V＋1-1例2：

100000110000100000HDB3：1000V0-11–B00–V1000V0

2数字基带信号的传输码型（续）第十一页，共七十一页，2022年，8月28日2数字基带信号的传输码型（续）

3、Manchester码（双相码）

双相码的特点是只使用两个电平，不像前面的三种码具有三个电平。这种码既能提供足够的定时分量，又无直流漂移，编码过程简单。但这种码的带宽要宽些。双相码适合于数据终端设备在短距离上的传输。如由Xerox、DEC、Intel公司共同开发的Ethernet网中采用数字双相码作为线路传输码型。4、CMI码（传号反转码）

其编码规则为：“1”码交替用“11”和“00”表示；“0”码用“01”表示。这种码型有较多的电平跃变，含有丰富的定时信息。该码已被CCITT推荐为PCM四次群的接口码型。在光缆传输系统中有时也用作线路传输码型。第十二页，共七十一页，2022年，8月28日2数字基带信号的传输码型（续）

5、nBmB码这是一类分组码，它把原信息码流的n位二进制码作为一组，变换为m（m>n）位二进制码作为新的码组，称为nBmB码。

由于m>n，故可以从中选择一部分有利码组作为可用码组，其余为禁用码组，以获得好的特性。双相码、CMI码就是1B2B码。在光纤数字传输系统中，通常选择m＝n＋l，取1B2B码、2B3B码以及5B6B码等，其中5B6B码已实用化，用作三次群和四次群线路传输码。

第十三页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

基带信号的时域表示（二进制）

数字基带信号可表示为式中，为码元持续时间；代表二进制符号的“0”，代表二进制符号的“1”

数字基带随机脉冲序列又可表示为式中，为的稳态波，它是以为周期的周期信号；为的交变波，它是随机信号。第十四页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

基带信号的时域表示（二进制）

V(t)t

u(t)

tg2(t)t-Ts/2

Ts/2

g1(t)

t-Ts/2Ts/2s(t)1001011t第十五页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

基带信号的频谱特性

基带信号的双边功率谱密度表示为

随机脉冲序列的功率谱密度可能包括两个部分：连续谱（由交变波形成）和离散谱（由稳态波形成）

为交变项中的各种连续谱，一定存在；是由稳态项中的直流分量产生，零频离散谱，不一定存在

是稳态项中的频率，为mfs的离散谱

注意离散谱的作用：存在离散谱时，可用窄带滤波器得到位同步信号

第十六页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

几种基带信号的功率谱密度1、单极性波形NRZ

G(f)

ps(f)-fs

fsf

fs-fs00f当p=1/2时，有直流，无离散谱mfs(m≠0)第十七页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

2、双极性波形BNRZ当p=1/2时无直流，p为任何值都无mfs离散谱

(m≠0)

第十八页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

3、单极性归零波形RZs(f)f0G(f)2f4f0f第十九页，共七十一页，2022年，8月28日3数字基带信号及其频谱特性（续）

4、双极性归零波形NRZ当p=1/2时，无任何离散谱第二十页，共七十一页，2022年，8月28日

小结：数字基带信号的功率谱特性

无论采用何种码型，并以一定形状波形表示，构成的波形序列均属于随机信号。它们都有确定的自相关函数及相关功率

功率谱特性主要指主瓣宽度和谱滚降衰减速度。决定功率谱主要特性的参量为：码型与波形结构和形状、1，0码先验概率和比特传输速率

注意：通常为介绍原理，多利用方波波形，但从减少ISI角度看，方波不是最佳的。数字基带信号的功率谱以为周期滚降衰减，衰减速度与波形形状有关。有些码型，如单极性归零码，占空比，其主瓣不等于传输速率，而是2倍关系。

f/fs10

0.5HDB3AMI低频成分弱，功率集中在谱零点以内

3数字基带信号及其频谱特性（续）第二十一页，共七十一页，2022年，8月28日

3数字基带信号及其频谱特性（续）第二十二页，共七十一页，2022年，8月28日4基带传输中的码间干扰

举例：基带脉冲传输过程

第二十三页，共七十一页，2022年，8月28日4基带传输中的码间干扰

基带脉冲传输与码间干扰

设发送基带信号为则发送滤波器产生的信号为发送滤波器至接收滤波器的传输特性为

图基带系统模型输入符号序列判决输出发送滤波器传输信道接收滤波器识别电路第二十四页，共七十一页，2022年，8月28日4基带传输中的码间干扰

则接收滤波器的输出信号可表示为

式中,,为通过接收滤波器后的波形

在抽样时刻,的抽样值可以表示为

式中，右边第一项是第k个码元接收波形的抽样值，它是确定信息的依据；第二项是接收信号中除第k个以外的所有其他波形在第k个抽样时刻上的总和，称为码间干扰；第三项是加性高斯样值。由此可见，为使基带脉冲传输获得足够小误码率，必须最大限度减少码间干扰和随机噪声的影响。

第二十五页，共七十一页，2022年，8月28日4基带传输中的码间干扰（续）

码间干扰产生的原因

当有限持续时间的基带信号波形进入有限信道带宽中传输时，会在时间上形成拖尾信号，它的拖尾会在相邻码元的抽样点上存在着残留值，导致接收信号抽样判决值受到多个（无数个！）相邻信号拖尾干扰——称为符号间干扰，是造成误码的主要因素。第二十六页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性

无码间干扰的时域条件

码间干扰取决于基带系统的传输特性

将发送、信道、接收三个传递特性综合为“广义信道”传递特性，其单位脉冲信号冲激响应满足下式此式表明在对接收信号抽样值是该接收信号最大样值，而与之相邻的所有时刻的信号拖尾串扰于0。简单说，就是本码元判决时刻为最大值，其他抽样点上均为零第二十七页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性

无码间干扰的频域条件（奈奎斯特第一准则）

当基带系统的总特性（广义信道响应频谱）满足下式此式为我们检验一个给定的系统特性是否会引起码间干扰提供了一种准则，该准则称为奈奎斯特第一准则奈氏频点第二十八页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

无码间干扰的理想传输—奈氏信道传输

当广义信道的响应频谱(理想低通)为：则抽样后的谱序列，必为该理想矩形波的首尾相拼合而为常数值，即满足无码间干扰条件，如图所示此时称奈氏信道，实际传输无法实现。相关参数定义如下：

传输速率：称为奈氏速率占用信道理想带宽：称为奈氏带宽理想传输信道利用率：称为奈氏极限利用率

0

0第二十九页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

图理想低通特性频谱图理想低通系统的冲激响应第三十页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

第三十一页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

输入数据若以波特速率进行传送时,则在抽样时刻上的码间干扰是不存在的；如果该系统用高于波特的码元速率传送时，将存在码间干扰。如果该系统用低于波特的码元速率传送时，可能存在码间干扰，可能不存在码间干扰。理想低通滤波特性达到了系统有效性能的极限，但是这种特性不适合在是基带系统中使用，原因是：实现困难；尾部衰减较慢（与成反比），定时有误差，会引起很大的码间干扰。第三十二页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

无码间干扰的实际传输—升余弦频谱

实际中常用具有余弦滚降特性（以点为中心，“互补对称”滚降”特性）的传输函数，此时广义信道响应频谱为相应的时域表达式为式中，（且）称为滚降系数。书上p105给出了不同值时对应的时域、频域波形。

占用信道带宽：信道利用率：，且当时，是全升余弦频谱，此时；当时，则为理想的奈氏信道

第三十三页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

图全升余弦频谱（）

可见，满足无码间干扰条件第三十四页，共七十一页，2022年，8月28日5无码间干扰的基带传输特性（续）

图以点为中心“互补对称”滚降”特性图三种升余弦频谱

图升余弦系统的冲激响应

第三十五页，共七十一页，2022年，8月28日

“升余弦”—互补对称滚降特性频谱的特点

信道响应频谱具有“互补对称滚降”特性，滚降系数范围为的各种形式的统称为“升余弦”（系列）。当是纯全升余弦形

通过选取值，可以灵活分配适当信道带宽，

越大（以传输带宽为代价），响应时间波形收敛愈快

5无码间干扰的基带传输特性（续）

第三十六页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）

部分响应系统提出的动机

根据奈奎斯特第一准则设计基带系统时，可以达到极限频带利用率，但实际不可实现；且第一个零点以后的尾巴振荡幅度大、收敛慢，从而对定时要求十分严格。若定时稍有偏差，则极易引起严重的码间干扰。实际应用中，常采用升余弦频谱特性，虽然减少了尾巴的振荡，对位定时也可放松些要求，但所需的频带宽度却加宽了，因此带宽利用率降低。于是提出了部分响应系统的概念。其目标：在消除符号间干扰前提下，速率为的波形序列，可由奈氏带宽进行信道传输。

实现部分响应的方法

在发送端，人为加入一个已知的符号间“干扰”——采用相关电平编码，形成“双二进制信号”；在接收端这种人为干扰以确定的方式判断出来。第三十七页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

奈奎斯特第二准则

有控制地在某些码元的抽样时刻引入码间干扰，而在其它码元的抽样时刻无码间干扰，那么就能使频带利用率提高到理论上的最大值，同时又可以降低对定时精度的要求。通常把这种波形称为部分响应波形，利用部分响应波形进行传送的基带传输系统称为部分响应系统第三十八页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

相关电平编码——(第I类部分响应)

设发送编码序列为，当序列进入图示的编码器，则输出为

具有三电平值，即、0（当时）或具有三电平值，即0、1、2（当时）

这种由的二电平转换为的三电平而导致的相邻信号间的相关性——就是人为的将符号间干扰加入到发送信号的机制∑理想LPF＋＋图相关电平编码器第三十九页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

第一类部分响应

将两个时间上相隔一个码元时间的波形相加，如下图(a）所示，则相加后的波形为其频谱函数为：第四十页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）第四十一页，共七十一页，2022年，8月28日5部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

第一类部分响应

这样，当发送码元时，接收波形在相应抽样时刻上获得的值由确定。在接收时，为了恢复，需要进行

这种检测方法的缺点一：一旦出现误判决，则会产生误码扩散现象。缺点二：参考位有错，解码全非由于这时的“干扰”是确定的，故仍然可以每秒传送个码元。第四十二页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

举例1：相关电平编、解码如：设为11101001，假定传输过程发生了错误，则有：

输入ka111010011-ka01110100发送端kC12211101'kC1222←1101'1-ka0111101-1接收端'ka1111←0←1←-1←2←第四十三页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

举例2：相关电平编、解码

3-31-13–33-33-11

设置错

20-202000020

正确传输41-1–111–13–331-1正确20-202020020

传输有错31-1-111-11–111–1

正确设2

0-202000020正确传输22

0-202000020

相关电平码

11–1–111–11–111延迟一位

1–1–111–11–111-1原序列1发送3电平序列接收无错序列参考接收含错序列参考参考第四十四页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

预编码、相关电平编码

概念：为了克服上述由源码直接进行相关电平编码引起的部分响应信号的严重缺点——误码扩散和接收参考位不正确带来的误码。常采用预编码-相关电平编码，即首先将变为差分码，再进行相关电平编码。这是实用的第I类部分响应。编、解码步骤(设)：

构成差分码双二进制码接收端恢复源码，判决规则为

预编码-相关电平编码的优点：

在传输中，一旦发生差错，则解码后只是该位有错，不会误码扩散。解码判决和参考位无关

第四十五页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

举例1：预编码-相关电平编、解码

如：设为11101001，假定传输过程不发生错误，则有：

输入ka1111010011-kb01011000kb10110001发送端kC11121001'kC11121001接收端2mod][kC11101001第四十六页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）输入ka111010011-kb01011000kb10110001发送端kC11121001'kC112←21001接收端2mod][kC1100←01001

举例2：预编码-相关电平编、解码如设为11101001，假定传输过程发生错误，则有

第四十七页，共七十一页，2022年，8月28日部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

第一类部分响应编码系统组成框图

第四十八页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

第四类部分响应

让两个时间上相隔两个码元时间的波形相减。即

编、解码步骤：

构成差分码双二进制码接收端判决规则为

其频谱为第四十九页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

部分响应的一般原理

部分响应波形的一般表示式为其中，为N个冲激响应波形的加权系数，其取值可为正、负整数（包括取0值）。的频谱函数为第五十页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

部分响应的一般原理

设输入数据序列为，相应的相关编码电平为，则其“预编码—相关编码—模2判决”过程为预编码运算公式为

相关编码的运算公式为

对作模L运算可得输入数据，即

第五十一页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

部分响应的说明

采用预编码形式的部分响应不存在错误传播问题，而且接收端的译码也十分简单

采用部分响应波形，能实现2波特／赫的频带利用率，而且通常它的“尾巴”衰减大和收敛快，还可实现基带频谱结构的变化。常见的部分响应波形有五类，如下表所示。在同样输入信噪比条件下，部分响应系统的抗噪声性能将比零类响应系统的要差（有效性的提高、可靠性下降）。第五十二页，共七十一页，2022年，8月28日6部分响应系统（奈奎斯特第二准则）（续）

五类部分响应波形的比较

第五十三页，共七十一页，2022年，8月28日7无码间干扰的基带系统抗噪声性能

举例：有噪声、无噪声时接收判决电路的输入波形

第五十四页，共七十一页，2022年，8月28日7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

影响基带传输系统误码率的主要因素

码型、波形信道性能（带宽、传输性能）接收方式判决采用的门限值（阈值）

双极性不归零基带信号的误码率计算设基带传输系统无码间干扰，信道噪声是均值为零、方差为的高斯白噪声。此时系统的平均误码率为式中，是发“1”，“0”的概率；是将“1”错判为“0”的概率；是将“0”错判为“1”的概率

第五十五页，共七十一页，2022年，8月28日7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

双极性不归零基带信号的误码率计算

1、确定抽样判决器输入端信号的统计特性抽样判决时刻，抽样值为传号抽样值和空号抽样值服从高斯分布：d(t)tA-AAs(t)ttnR(t)第五十六页，共七十一页，2022年，8月28日

2、给出传号、空号错误概率表达式

3、给出平均误码率表达式

4、求最佳门限为使，求极值则最佳判决门限电平为当

7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

第五十七页，共七十一页，2022年，8月28日

5、计算双极性非归零序列的误码率

将已知条件A及代入，可得具体值可见误码率与信噪比有关，随着信噪比的增加，误码率下降7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

第五十八页，共七十一页，2022年，8月28日7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

单极性不归零基带信号的误码率计算

抽样判决时刻，抽样值为

传号抽样值和空号抽样值服从高斯分布：单极性基带波形的最佳门限电平为当，此时系统误码率为第五十九页，共七十一页，2022年，8月28日7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

三元码的误码率计算设相邻幅度电平的间隔为A，则其信号幅度有三个：-A，0，+A。抽样判决时刻，抽样值为

抽样值服从高斯分布：若这三种幅度等概出现，最佳判决电平（最佳门限电平）选为–A/2、+A/2。第六十页，共七十一页，2022年，8月28日7无码间干扰的基带系统抗噪声性能（续）

-A电平发生错误判决的概率

0电平发生错误判决的概率+A电平发生错误判决的概率则三元码误码率为第六十一页，共七十一页，2022年，8月28日

8眼图

眼图的概念

眼图是利用试验手段方便估计基带传输系统性能的一种测量方法。它是指接收滤波器输出的信号波形在示波器上叠加所形成的图形，在传输二进制信号波形时，它很像人的眼睛。注意：示波器的抽样速率应为信号速率的整数倍。眼图的简化模型如图所示（p.116）

眼图和系统性能的关系

最佳抽样时刻应是“眼睛”张开最大的时刻

抽样失真反映了信号受噪声干扰的程度

水平中线对应判决门限电平在抽样时刻眼图水平中线到上、下边沿之间为噪声容限。即若噪声瞬时值超过这个容限，则就可能发生错误判决。

对定时误差的灵敏度可由眼图的斜边之斜率决定，斜率越陡，对定时误差就越灵敏（斜率越大，码元持续时间越短）过零失真，表示定时序列速率不稳或相位抖动情况

第六十二页，共七十一页，2022年，8月28日

8眼图（续）

无码间串扰

有码间串扰连“1”码连“0”码第六十三页，共七十一页，2022年，8月28日9时域均衡

信道均衡的概念及原理通常在接收滤波器之后仍会残存有ISI，因此采用均衡用来消除码间干扰，均衡通常是在基带进行的。均衡可以在时域或频域实现，分别称为时域均衡和频域均衡。实现时域均衡的方法：在接收滤波器之后插入一个可调整的横向均衡器。

可见，给定一个系统特性就可以唯一确定，使系统的总传输特性满足无码间干扰条件。即就是说，x(t)有码间串扰，通过调节可使y(t)无码间串扰

d(t)

GT(ω)

C(ω)

GR(ω)

T(ω)抽样判决x(t)y(t)h(t)h’(t)cp(t)——均衡网络第六十四页，共七十一页，2022年，8月28日9时域均衡（续）

横向均衡器横向均衡器由带抽头的时延线、抽头权系数相乘器和相加器组成。它又称迫零均衡器。理论上可以证明：无限长度的横向均衡器可以消除抽样时刻上的码间干扰，但物理不可实现（p.118）；有限长的横向滤波器是物理可实现的，它可以减少抽样时刻上的码间干扰，但不能完全消除。一个具个抽头的横向滤波器如图所示（p.119），迫零均衡器的设计参见书上例题（p.119）

自适应均衡器迫零均衡器的各抽头系数是人工固定设置好的；自适应均衡器是根据某种算法自适应调节抽头系数，可以跟踪