开关型DC／DC变换器电压电流控制的基本原理(完整版)实用资料

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开关型DC／DC变换器电压、电流控制的基本原理开关型DC／DC变换器电压电流控制的基本原理（完整版）实用资料(可以直接使用，可编辑完整版实用资料，欢迎下载）脉宽调制（PWM）型高频开关稳压电源只对输出电压进行采样，实行的是闭环控制，这种控制方式属电压控制型，是一种单环控制系统。而电流控制型DC／DC开关变换器是在电压控制型的基础上，增加了电流反馈环，形成了双环控制系统，这使得高频开关稳压电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有所提高，是目前较为理想的工作方式。

（1）电压控制型的基本原理

电压控制型的基本原理图如图1所示。电源输出电压UOUT与参考电压UREF比较放大，得到误差信号UE再与斜坡信号比较后，由PWM比较器输出一定占空比的系列脉冲，这就是电压控制型的基本原理。其最大缺点是：控制过程中电源电路内的电流值没有参与进去。这是因为高频开关稳压电源的输出电流是流经电感的，故其对于电压信号有90°的相位延迟。然而对于稳压电源来说，应当考虑电流的大小，以适应输出电压的变化和负载的需求，从而达到稳定输出电压的目的。因此仅采用输出电压采样的方法时，其响应速度慢，稳定性差，甚至在大信号变化时会产生振荡，会造成功率管损坏等故障。广告插播信息

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（2）电流控制型的基本原理

电流控制型正是基于电压控制型的缺点而发展起来的，从如图2所示的电路中可以看到，它除保留了电压控制型的输出电压反馈外，又增加了一个电流反馈环节。所谓电流控制型，就是在脉宽比较器的输入端将电流采样信号与误差放大器的输出信号进行比较，以此来控制输出脉冲的占空比，使输出的峰值电流跟随误差电压变化。图2电流控制型原理电流控制型的工作原理是：首先采用恒频时钟脉冲置位锁存器的输出脉冲驱动功率管，使其导通，此时电源回路中的电流脉冲逐渐增大，当电流在采样电阻Rs两端的电压幅度达到UE时，脉宽比较器状态翻转，锁存器复位，驱动撤除，功率管截止，这样逐个检测和调节电流脉冲，就可达到控制电源输出的目的了。电流控制型的主要优点如下。

①线性调整率（电压调整率≤0.01％）非常好，可与优良的线性稳压器媲美，这是因为Uc的变化反映为电感电流的变化，它不经过误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度。若再加一级输出电压UOUT至误差放大器的控制，能使线性调整率更好。

②明显地改善了负载调整率，因为误差放大器是专门用于控制由于负载变化而造成的输出电压的变化的，特别是在轻载时，输出电压升高的幅度将大大减少。从1／3负载至满载时，负载调整率降至8％；从2／3负载至满载，负载调整率降至3％以下。

③简化了过流保护电路（电流限制电路）。由于Rs上感应出的是峰值电感电流，所以自然就形成了脉冲限流电路。这种峰值电感电流感应检测技术可以灵敏地、精确地限制最大输出电流，所以不必为整个高频开关稳压电源中的磁性元件（高频变压器）和功率元件（高压开关管）设计较大的裕量，就能保证稳压电源工作可靠，成本降低。

④简化了误差放大器的外补偿电路，改善了频率响应，并具有更大的增益（带宽乘积）。由于电感电流是连续的，所以Rs上检测出的峰值电流能代表平均电流。整个电路可看作是一个误差电压控制电流源，而且变换器（误差放大器）的幅频特性由双极点变成了单极点，因而可以改善整个稳压器的特性。开关磁阻电机系统多路隔离DC-DC变换器设计刘羡飞1,2,方天治2,赵徳安2,刘星桥2(1.南通工学院,江苏南通226007;2.江苏大学,江苏镇江212021[摘要]电源问题是开关磁阻电机系统在应用过程中遇到的突出问题之一。为此,设计了一个多路输出的单端反激式DC-DC变换器,并对其进行了原理分析、参数设计及实验研究。[关键词]电气工程;开关磁阻电机;研究设计;DC-DC变换器;脉宽调制;UC3842[中图分类号]TM352[文献标识码]A[文章编号]1003─188X(200401─0170─031引言开关磁阻电机由于其结构简单、容错性好、运行可靠及效率高等特点,已在越来越多的场合得到应用。但开关磁阻电机系统中主电路的上下功率管及相间功率管的驱动电源均不共地(虽然一些驱动模块可产生浮地电压,但往往成本较高,再加上控制电路需要的电源与驱动电路也不共地,因此作为一个产品,在应用过程中,一个多路隔离电源是必不可少的。为此,设计制作了一个结构简单、成本低、运行可靠的单端反激式DC-DC变换器。2系统的原理与设计DC-DC变换器采用的PWM控制器是低成本、高性能的UC3842芯片,它是一种固定频率的电流型控制器。其内部结构如图1所示。图1UC3842的管脚配置和内部等效电路UC3842芯片主要特点有:起动电流和工作电流低;开关频率高,最高可达500kHz;可调整振荡器的放电电流以产生精确的占空比;带锁定的PWM,可以实现逐个脉冲的电流限制;内有5V精密基准电压,具有完备的欠压、过压及过流保护;起动电压阈值(16V与关闭电压阈值(10V之间的差值,可有效地防止电路在阈值电压附近工作时产生的振荡;图腾柱输出电路最大电流可达1A,可直接驱动MOSFET。变换器原理图如图2所示。该系统是一个反激式的DC-DC变换器。20~30V的直流电压经T1共模抑制及C1、C3滤波后提供系统工作电压。此工作电压经R1给C5充电,当充至16V时,UC3842实现软起动,6脚有输出,使Q1开通,能量得以在变压器原边储存。此时,由于副边整流二极管反向偏置,故能量无法传递给副边。R7是电流采样电阻,采样到的电压经滤波后与UC3842第3脚内部基准电压1V相比较,当高过1V时,Q1关断。此时,变压器原边储存的能量传输给副边的输出电容器中,产生输出电压。输出的+5V主电源电压经光耦PC817A反馈,光耦输出经分压后送到UC3842误差放大器的反相输入端(2脚,和同相输入端的2.5V基准电压作比较以调整驱动脉宽,从而实现对输出电压的控制。2.2参数设计电路中各器件参数详见图2。这里需指出的有以下几个方面:(1光耦的选择及光耦周边电阻参数的设计。一般来说,建议采用线性度较好的光耦,而不宜采[收稿日期]2003-06-23[作者简介]刘羡飞(1974-,男,江苏海门人,南通工学院助教,江苏大学电力电子及电力传动专业在读硕士,主要研究功率变换器及控制技术和开关电源。用具有明显开关特性的光耦(如4Nxx。因为两者相比,一方面,前者的电流传输比CTR较高。保证了调节的灵敏度;另一方面,前者的CTR与正向输入电流IF的线性关系要比后者好得多,使输出与输入的线性关系得以保证。我们这里采用了CTR较高,线性度较好的PC817A。至于周边电阻参数的设计应考虑如下几个方面:表1要求的输出技术指标电压/v电流/mA功率/W+5(±5%﹪(主电源I=30~2000+15(±3%﹪I=20~500-15(±3%﹪I=20~300第一组(用于开关磁阻电机系统的控制电路-15(±5%﹪I=20~50024.5+15(±7%﹪I=10~100第二组~第四组(用于开关磁阻电机系统主电路的上功率管驱动-5(±10%﹪I=10~1002+15(±7%﹪I=10~300第五组(用于开关磁阻电机系统主电路的下功率管驱动-5(±10%﹪I=10~3002图2DC-DC变换器器原理图一是输入电流IF与CTR(电流传输比的关系:IF=(U0-UF-Udz/R10其中:UF为光耦输入二极管的正向压降,Udz、R10见图2所示。这里IF考虑5mA左右,使CTR可达120%左右。注意:CTR一般不要超过200%,否则调节灵敏度过高,易导致输出不稳定。二是考虑UCE大小。一方面,不能使光敏三极管进入饱和;另一方面,要注意功耗不能超过限定范围(这里UCE考虑5V左右。(2开关频率的设定。fs≈1.8/R8C10(R8、C10见图2。这里设定频率为100KHz。(3MOSFET漏源极并联RCD吸收网络的参数应满足RC(1/3~1/5TS式中:TS=1/fs为开关周期。(4因为是高频设计,所以二极管应采用快恢复或超快恢复二极管。(5高频变压器的设计。在反激式变换器中,高频变压器的设计是重要的一部分,设计工作量相应也比较大。其设计参数一是通过电感及气隙长度的计算,并考虑铁芯截面积,得到N1=12匝,又考虑电流大小及集肤效应,经计算,这里选用标称直径为0.4mm的漆包线8股并绕;二是按照与原边电压比及考虑占空比,计算得到Nc=13匝,选用标称直径为0.31mm的漆包线1股;三是N2=N3=N4=N5=5匝,选用标称直径为0.4mm的漆包线8股并绕,其中+5V、GND1、-5V采用抽头形式取出;四是N6=8匝、N7=4匝,GND2同样采用抽头形式取出。此绕组选用标称直径为0.31mm的漆包线1股。第三组和第四组绕组分别跟此绕组对称,但第五组绕组匝数虽和此绕组相同,但需选用标称直径为0.31mm的漆包线2股并绕;五是变压器骨架采用卧式骨架,铁芯采用EI40铁氧体铁芯,气隙长度为0.643mm。3实验结果3.1实验数据DC-DC变换器各路输出的实验数据,如表2所示。表2实验数据测试条件(Vin=20V结果第1组I=30mA~2A+5V±200mVI=20mA~0.5A+15V±310mVI=20mA~0.3A-15V±250mVI=20mA~0.5A-5V±130mV第2组~第4组I=10mA~0.1A+15V±70mVI=10mA~0.1A-5V±25mV第5组I=10mA~0.3A+15V±250mVI=10mA~0.3A-5V±120mV3.2实验波形图3示出了该DC-DC变换器的主要实验波形。其中(a为UC3842第6脚输出的开关管的驱动波形;(b为加RCD吸收网络后MOSFET漏源极波形;(c为UC3842第3脚电流采样波形;(d为UC3842第4脚振荡波形。4结论DC-DC变换器已应用到开关磁阻电机的实验系统中。它的可靠性、运行稳定性以及抗干扰性良好。此电路结构简单、成本低廉,非常实用。按此法设计的DC-DC变换器也适用于其它电机的驱动和控制系统,完全可以在50W以下小功率的应用场合推广,具有很好的应用前景。(aUC3842(6脚驱动波形(bMOSFET漏源极波形(cUC3842(3脚波形图(dUC3842(4脚波形图3DC-DC变换器的主要实验波形[参考文献][1]何希才.新型开关电源设计与应用[M].北京:科学出版社,2001.[2]叶慧贞.新颖开关稳压电源[M].北京:国防工业出版社,1999.[3]沙占友.新颖单片开关电源的设计与应用[M].北京:电子工业出版社,2001.TheDesignofDC-DCConverterwithMulti-outputVoltagefortheSystemofSwitched-reluctanceMotorLIUXian-fei1,2,FANGTian-zhi,ZHAOAn2,LIUXing-qiao2(1.NantongInstituteofTechnology,Nantong226007,China;2.JiangsuUniversity,Zhenjiang212021,China[Abstract]Becausetheproblemofpowersupplyisoneoftheseriousproblemsthattheswitched-reluctancemotorfacesduringitsapplication,anoff-lineflybackDC-DCconverterwithmulti-outputvoltageisdesignedinthispaper,andthetheoreticalanalysis,switched-reluctancemotor;researchdesign;DC-DCConverter;PWM;UC3842[Keywords]electricengineering;switched-reluctancemotor;researchdesign;DC-DCconverter;PWM;UC3842使用FPS设计正激AC/DC变换器.概要本文给出一个使用FPS设计绕线正激式开关电源的过程。开关电源设计是一个需要多次锻炼的多次（大量）实践的工作。本文给出设计的步骤的等程序.以帮助工程师设计开关电源时变得更容易,为使设计程序更有致,给出一套FPS设计助于软件,它包含了所有的公式的方程式,并给出详尽的描述。图1使用FPS的基本正激变换器电路1.介绍由于元件少,电路简单,正激电路广泛用于中,小功率电源中。图1给出使用FPS的基本上激电路,也作为设计程序的参考电路。由于功率MOSFET和PWM控制器做成了一体封装,所以比分成主控元件和功率器件来得容易些。本文提供一步步的设计过程,它包括变压器设计,复位电路设计,输出滤波设计。元件选取做循环设计。设计过程描述可以适用于各种应用中,此设计程序也可以设计成软件工具,以便工程师更方便快捷地设计开关电源。2.设计程序的步骤该部份采用图1。导致电路.通常多数端子都相似。第一步：确定系统规范.线路电压范围：Vlinemin~Vlinemax.通常都是90~264VAC全电压范围：线路电压频率：fL.最大输出功率P。预估计的效率.n，这是为设计最大Pin预估计的数值.通常低输出电压估为75%,高输出电压估为85%。有了预估的n，则：Pin=(11考滤最大功率.据此选择FPS（或功率MOS）.由于MOSFET电压应为2倍VIN.所以FPS要800VMOSFET.FPS要有足够功率耐量.第二步：决定DC线路电容（C）.及其耐压电磁波为：△VDCmax=此外,Dch是DC线路电容充电的占空比.它取决于图面.典型为0.2,设△VDCmax为10~15%(2的√2Vlinemin,对于信压整流.可用两电容串联,每个电容的量要加倍.有了最大纹波电压,则最大最DC线路电压由下式给出：VDCmin=√2Vlinemin-△VDC(3VDCmax=√2Vlinemax(4第三步：确定变压器复位方法设最大占空比.（Dmax）.正激变换器一个图有的限制即是在MOSFET关断时,使须复位.于是,必须使用复位电路.有两种最常用的方法为辅助绕组复位法,设RCD复位法.根据复位方式,设计程序有关变革.（a）.辅助绕组复位,图3展示出用辅助绕组复位的基本电路,其优点是效率高,由于储存在电感中的磁能返回了输入电源,当然,它使变压器结构变得复杂.MOSFET上的最大电压设最大占空比电下式给出：2VdsmaxDmax=(5(6此处NP及Nr为初级的复位绕组匝数.从（5）,(6式见到.MOSFET上的最大电压可随Dmax减小.当然,减小Dmax会增加二次组件的电压应力.因此一般设Dmax=0.45.含NP=Nr.对辅助绕组复位,FPS的占空比在内部已经限在50%.用于防止磁芯饱含.（b）RCD复位,图4给出基本电路,用于RCD复位的正激拓材.主要缺点为储存在励磁电感中的磁能都消耗吸收回路中了.而不系复位绕组方式,当然由于简单,它也广泛用于低成本的开关电源电路中.通常的吸收回路电容上的电压电下式给出Vmaxmax(7Vsn＞(8由于吸收回路电容电压固定,总是取决于输入电压,MOSFET的电压应力,可此用复位绕组方式减小一些,当输入电压变化较宽时,RCD另一优点是占空比可大于50％,从而减轻MOSFET电压应力.同时,也减小了二次侧组件的电压应力.第四步：决定输出电感电流的纹波因子.图5展示出输出电感电流,其纹波因子由下式给出：△I3KRF=(9此处IO是最大输出电流,对多数实际设计,设为KPF=0.1~0.2.一旦纹波因子确定,则峰值电流及rms电流由下式给出：Idspeak=IEDC×(1+KRF(10Idsrms=IEDC×（11）此外：IEDC(12栓查MOSFET最大峰值电流（Ids）如下：逐下电流栓侧取限流的PFS由它选择.第五步：确定合适的磁芯的最小级匝数,以防磁芯饱含.实际上,初始选择磁芯系结合向上有许多种可能.一种方法选择合适的磁芯可参照制造商的选择便览.如果没有合适的参照可以使用下面的公式做起始点.AP=AW×Ae=[1.31×104(mm4(13此处AW窗口面积,Ae是以mm为单位的芯栓截面积.如图b所示.fs是开关频率,△B是最高磁密（以特斯柱为单位）.△B典型值为0.2~0.3T对多数功率铁氧体芯.工作在正激拓材.注意,最大磁密的变化量与改激拓材比是小的.因其有剩磁.4二片定了磁芯,.NPmin=×106(匝（14）第六步：决定变压器每个独立组匝数.首先,..N=(15此处NP及NS1为初级及次级参政的匝数.VO1为输出电压.VF1为整流二极管压降.然后,决定NS1及NP整匝数.初级磁化电感值如下式：Lm=AL×NP2×10-9(16此处AL为以nH/N2为单位的无气隙时的AL值.第n个输出,则为:NS(nNS1(17此处,VO(n为第n组输出电压,VF(n为第n组二极管的正向压降.下一步决定VCC的绕组匝数,VCC绕组匝数要根据没的复位方法.（a）辅助绕组复位.VCC绕组由下式给出：Na=×Nr(18此处VCC*为VCC与整流二极管VF之和.由于VCC在采用复位绕组时正比于输入电压.因此要防止VCC造成过压保护.（b）RCD复位,对绕组匝数由下式给出：Na=×Np(19此处,VCC*对VCC为正常电压,由于VCC在RCD复位时几乎恒定.只要选VCC*等于VCC2~3V即可.第七步：决定每个绕组的导线直径.第n组均方根电流由下式获得.Isec(nnm9=IO(nRF2×Dmax/3(20此处IO(n是n输出的最大电流.当采用辅助绕组复位时，复位绕组的均方根电流由下式给出：Iresetrms=(215导线长时,电流密度典型先为5A/mm2.而导线短时,匝数较少,可选为6~10A/mm2.为防止导线直径＞1mm.防止高频损耗，采用多根并联方式,减小超肤数应损耗.如果是窗口面积足够,所用面积为：AW=(22此处AC是实际导线面积,KF是填充系数典型为0.2~0.3.第八步：决定输出电感的合适的磁芯和匝数.当正激变换器有一个以上输出时,通常采用电路一起的耦合电感.以改善交叉调整率.它们导用一个共同的磁芯绕向的电感.首先,决定第n个绕组与基准绕组的匝数,其与变压器的匝数基本相同.然后,计算基准输出的电感量.L1=Dmin为防止饱合,L1最小匝数为NL1min=×106(26min(24（23）(25此处Ilim为FPS限流的水平,Ae是电感芯截面积.（mm2）.Bsat为饱合磁密.（物斯粒）.如果没有参政数据,可以选用0.35~0.4T.一旦NL1决定,则NL（n）也就定出来了.第九步：决定电感每路导线直径.第Nwh电感绕组的均方根电流由下式求出:IL(nvms=Io(n(27电密典型选5A/mm2(6~10A/mm2.为防漏流损耗,并使绕制容易,对大电流输出可用多根并联.第十步：决定二次测的二极管的电压的电流.整流二极管的最大电压的均方根电流由下式求得：VD(n=VDC(28ID(nrms=Io(n×(29第十一步：决定输出电容及其电流纹波.输出电容的纹波电流由下式求得：Ic(nrms=(30纹波电流要等于或小于电容规格给定值.电压纹波为：△Vo(nRF×Io(nRc(n(31此处Co(n为n组输出电容的容量.Rc(n为率效串联电阻.（ESR）有时,用原一输出电容满足对驻纹波的要求是有困难的,因其有的ESR这样可再加一的LC.滤波器,注意,不要让其在频率拐角处.之可能会使系统不稳定,限制系统的带绕向频为开关频率的1/5~1/10是合适的.第十二步：设计复位电路.（a）辅助绕组复位.复位二极管的最大电压和电流为：VDreset=V(32IDresetrms(33(bRCD复位对RCD复位.二极管最大电压和电流如下式：VDR=VDCmax+Vsn(34IDRrms(35=吸收网络功耗通常用下式计算：Losssn=－(36此处Vsn为吸收回路电容上的电压,Rsn为吸收回路电阻,n为NP/NSI及Coss是MOSFET的输出电容.基于此功耗吸收回路电阻要合适的功耗正数,吸收回路电容的电压由下式给出：△Vsn=通常为5~10%纹波电压.(37第十三步：设计反馈环路.由于FPS采用电流型控制方式,如图9示,反馈还可以简化为一个单极点和更零点的补偿电路.对于连续导通型.（CCM）工作方式,变扶器导用FPS给出：GVC此处WZ=.×(38RL是控制输出VO1/PO的有效总负载电阻.当变换器有多个输出时,DC及低频控制-输出的传输正数正比于所有输出负载电阻的并联值,可用匝数比的平方调整,因此,整个有效负载电阻用于（38）或以替代VO1的实际负载电阻,电压电流变换比率.个定义作：=(39此处,IPK是峰值漏电流,VFB为反馈电压,（在经是条件下）图10展示出控制到输出传输函数的变化,这是CCM型正激变换器固有的好调整率.传输函数还与输入电压变化有关系.此时,系统机关与DC增益变化一起变化.它由负载条件决定.(40此处,W1PC.在图10中可见,对CCM型正激变换器最坏情况设计的反馈改就是满载条件.因此,用合适的相位增高反馈环设计工作于低线电压满负荷时,要确保整个工作范围的稳定.设计反馈环的过程如下：（a）确定交越频率fc,当使用附加的LC滤波器时,交越频率位于其角频率的1/3以下,因其插入了一180°的相移,为此,绝不可以在附加滤波器高频之外的交叉频率处.如果交叉频率太靠近高频率.变换器将设计得有足够相移.此时不管附加滤波器的影响,要令相移大过90°.（b）确定补偿器（Wi/WZC）的直流增遂,参fc处取消对输出增益的控制.（c）在fc/3处位于补偿器的零点.（fzc）.（d）在3fc以上时位于补偿器的极点（fpc）.当决定了反馈电路的组件时,还有一些限制如下：（a）电容要接到反馈端（C）在过载饱合时与点断延迟时间有关.Tdelay=(41此处,VSD为点断反馈电压,而Idelay为点断延迟电流.这些值由数据表给定.通常10~100ms的延迟时间对多数实际应用都是合适的,有些情况下,带宽可以限定.由于在过载保护时需要延迟.（b）电阻Rbios及RD和光耦和TL431一起用,要设计提供给TL431合适的工作电流.以确保FPS的反馈电压的全涌动.通常TL431的最小阻极电压和电流是2.5V和1mA.因此,Rbios及RD设计条件如下：(43＞IFB(42此处,VOP为光耦发光二极管的正向压降,典型为1V.IFB反FPS反馈电流,它典型为1mA.例如：Rbias＜1KΩ.RD＜1.5KΩ.(VO1=5V时.逐压控制的开关电容DC-DC变换器VoltageFollowingControledSwitchingCapacitorDC2DCConverters西安理工大学刘健陈治明钟彦儒(西安710048摘要:论述了逐压控制的开关电容DC2DC变换器的组成和工作原理。采用串2并电容对及与适当电容串联组合的方法,提高了变换器的效率。对采用开关隔离的DC2DC变换器亦进行了探讨。仿真与实验结果证明了该方法的优良性能。Abstract:TheoperationprincipleandconfigurationoftheVoltagefollowingcontrolled(VFCswitchingcapacitorDC2DCconverterisdiscussed.Byusingapairofseriesparallelcapacitorsinserieswithapropercapacitor,efficiencyoftheconverterisgreatlyincreased.Isolatedswitched2capacitorcon2verterisalsoinvestigated.Simulationandexperimentresultsshowgoodperformanceofthemethod.叙词:变换器效率逐压控制Keywords:convertors;efficiencyvoltagefollowingcontrol1引言传统的DC2DC变换器都含有电感元件,不能令人满意[1]。用感性元件作负载会使开关器件的关断电流不能立即为零,产生反向尖峰电动势以及过电流失磁现象等,都会为设计带来麻烦,DC2DC变换器不易集成,难以实现小型化。不含感性元件的开关电容变换器[2~6]仅采用功率开关和电容器,因而容易集成,在便携式设备、微型计算机、汽车等领域很有发展前途。目前,对开关电容变换器的研究还存在许多不足。早期的开关电容变换器的电压转换比由结构确定,无法调整[2];文献3、4中虽然引入了调节,但效果不佳;文献5中采用了PWM调节,从而得到了可调整的转换比率但其效率较低,其中采用串2并电容对组合提高了转换效率,但只能实现1N的降压转换(N为串2并对阶数,因采用PWM调节动态响应速度慢,这种开关电容变换器只适合于DC2DC变换。本文提出的逐压控制方案取代了传统PWM调节,具有较好的动态响应。采用同样结构的开关电容变换器,可实现DC2AC变换和构成失真小的DC2AC变换器。文中采用串2并电容对与适当电容串联的方法,使任意电压变比的DC2DC变换器实现了低功耗。另外,还试验了不采用变压器的MOSFET有源隔离技术。2基本原理逐压控制的开关电容变换器及控制电路原理图如图1所示。其中,Ron为MOSFETS1、S2的导通电阻,D为施密特触发器,U为振荡器,N为比较器,VW为基准源。图1(a逐压控制开关电容变换器原理图(b控制电路原理图变换器启动后,当输出超过U0+Ue或振荡脉冲为负时,S2关断、S1导通;当输出低于U0-Ue且振荡脉冲为正时,S2导通、S1截止。U0是输出电压设计值,2Ue为允许纹波电压峰2峰值。S1和S2的控制逻辑设计成互为相反的状态。通过振荡器提供的脉冲信号,可保证在变换器启动初始即使Uc2很低(或为零C1也有被91《电力电子技术》1997年第1期1997.2充电的机会,而当Uc2建立起足够的电压后,通过逻辑电路封锁振荡器脉冲。这样,在启动初期S1、S2受U强制控制,以确保启动成功。稳定后U不起作用,S1、S2完全由Uc2电压反馈控制。由上可见,这种新的控制方法可使输出电压限制在所设计的动态范围内(见图5a。若将基准源Vw换成正弦交流电压,输出就成为正弦交流电压,即实现了DC2AC变换(见图5b。并联三套上述的DC2AC单元,并使Vw为互差120°的工频正弦波信号,则可得到较好的三相交流功率输出。如果Vw采用任意波形信号,则可得到这种波形的功率输出,因而这种控制法称为逐压控制法。3分析与讨论3.1关于C1对于降压型DC2DC开关电容变换器,C1采用串2并电容对形式可降低损耗,如图2所示。串2并电容对的特点是串联充电、并联放电,充电时几个电容串联形成较高的初态电压,使其与电源电压之差较小,因而充电电流较小,损耗亦降低。放电时并联放电,放电电压为串联充电电压的1N,即实现了降压作用。放电时间常数较大,可保证在要求动态范围内提供的电能可维持较长一段时间。采用图2a、b的串2并对电容构成C1只能实现1N的变比,而采用图2c的形式可实现任意变比[包括1N(N>2]。与高阶串2并电容组相比,图2c二极管较少,从而降低了损耗。图2不同电压变比M的串2并对电容组构成形式(aM=0.5C11=C12(bM=0.33C11=C12=C13(cM=0.75C11=C12C13=0.5C113.2工作范围要使逐压控制法正常运行,要求变换器满足以下两个条件:①S1导通期间,C1必须充电至Us;②S2导通期间,C2应能充电超过U0+Ue,以保证C1有新的充电机会。第一个条件较容易满足。下面研究第二个条件。通常RonνRL,因而可近似认为C1对C2的充电过程中RL开路。在该充电过程起始瞬间Uc1(t0=Usm(1Uc2(t0=U0-Ue(2Wc1=(C1Us2m22(3Wc2=[C2(U0-Ue2]2(4式中m——降压系数当Uc2达到最大时刻tm时Uc1(tm≈Uc2(tm(5Wc1’=C1Uc22(tm2(6Wc2’=C2Uc22(tm2(7根据能量守恒定律Wc1+Wc2=Wc1’+Wc2’(8将式(3、(4、(6、(7代入式(8解得Uc2(tm=C1Us2m2+C2(U0-Ue2C1+C2(9要满足条件②,必须Uc2(tm>U0+Ue,即C1Us2m2+C2(U0-Ue2C1+C2≥U0+Ue(10选择能使不等式(10成立的C1、C2构成开关电容变换器,就可实现逐压控制。值得注意的是,C1对于串2并组合应为放电时电容组的等效电容。因式(10忽略了RL,所以在实际设计时应留有余量。关于开关周期可近似计算如下——S1导通、S2截止的周期T1:此期间Uc2从U0+Ue降至U0-Ue,时间常数Σ=RLC2,T1≈ΧΣ1[2Ue(U0+Ue],其中Χ为指数系数,经验值为0.7~0.9。S1截止、S2导通的周期T2:Σ2=RonC2,T2≈Σ2,T=T1+T2。3.3有源隔离开关电容变换器图3所示为有源隔离开关电容变换器。采用MOSFET作为隔离元件,前、后级的隔离程度取决于MOSFET及其串联肖特基二极管的耐压。肖特基二极管VDs的作用是阻止通过MOSFET内部反向二极管的电流以达到隔离目的,同时也增大了隔离的耐压值。隔离驱动可采用小型耦合电感器表面贴装形式,因驱动电流很小,因而并不消耗多少功率。该电路的工作02《电力电子技术》1997年第1期1997.2图3有源隔离开关电容变换器原理如同图1a,只是其输出电压采用一只工作在线性区的光电耦合器反馈至初级。注意,由于VDs与MOSFET是非理想的,为了保证前、后级完全隔离,S1、S3和S2、S4的交替导通,应使其存在一个时间间隔。作者设计了两个施密特触发器来实现上述时序关系,如图4所示。其中Vup1、Vup2、Vdown1、Vdown2分别为两个施密特触发器的上阈值和下阈值电平。图4两施密特触发器的时序关系3.4动态响应由前述分析可看出,逐压控制具有较好的动态特性。因为负载突变时造成Uc2发生变化,但只要达到U0-Ue或U0+Ue,则控制电路会立即工作而无任何滞后。当输入电压发生变化时亦是如此,因而DC2DC开关电容变换器的动态响应好。对于DC2AC变换情况稍有不同。因为C2取值较大,造成Uc2下降速度低于参考电压的下降速度,从而使输出电压不能很好地跟踪参考电压的变化,造成波形失真。这种情况发生在较高频率的AC信号,且在低电压区尤其明显,但可采用叠加适当直流偏置的办法加以缓解。尽管如此,逐压控制仍能使大多数DC2AC开关电容变换器满意工作。4结论用SPICE仿真了105VDC2DC开关电容变换器和101.5V4kHzDC2AC变换器,负载分别为58和28,结果如图5