正弦波信号发生器制作

关于正弦波信号发生器制作第1页，共59页，2023年，2月20日，星期四正弦波振荡电路的振荡条件

正弦波振荡电路就是一个没有输入信号的带选频网络的正反馈放大电路。AF=a+

f=2n→→振荡条件幅度平衡条件

相位平衡条件

n=0,1,2．．．→动画第2页，共59页，2023年，2月20日，星期四振荡电路的振荡频率f0振荡频率f0由相位平衡条件决定。选频网络可设在中或中。选频网络由RC元件或LC元件组成。低频1HZ~1MHZ高频1MHZ以上

正弦波振荡电路只在一个频率下(f0)满足相位平衡条件。第3页，共59页，2023年，2月20日，星期四RC正弦波振荡电路电路原理(1)

电路的构成

RC串并联网络是正反馈网络，Rf和R1为负反馈网络。

RC串并联网络与Rf、R1负反馈支路正好构成一个桥路，称为桥式。第4页，共59页，2023年，2月20日，星期四（2）RC串并联选频网络的选频特性令ω0=1/RC第5页，共59页，2023年，2月20日，星期四反馈系数ω=ω0=1/RC或f=f0=1/2πRCFVmax=1/3RC串并联网络的频率特性曲线

当f=f0

时的反馈系数与频率f0无关。此时的相角f=0。即改变频率不会影响反馈系数和相角，在调节谐振频率的过程中，不会停振，也不会使输出幅度改变。当C1=C2、R1=R2时:第6页，共59页，2023年，2月20日，星期四(3)振荡的建立与稳定

为满足振荡的幅度条件=1，所以Af≥3。加入Rf、R1支路，构成串联电压负反馈。当电路达到稳定平衡状态时：第7页，共59页，2023年，2月20日，星期四(4)

电路的稳幅过程

振荡电路的稳幅作用是靠热敏电阻R1实现的。R1是正温度系数热敏电阻，当输出电压升高，R1上所加的电压升高，即温度升高，R1的阻值增加，负反馈增强，输出幅度下降。反之输出幅度增加。若热敏电阻是负温度系数，应放置在Rf的位置。第8页，共59页，2023年，2月20日，星期四例1：⑴.试分析D1、D2自动稳幅原理；⑵.估算输出电压V0m；(VD=0.6V)⑶.试画出若R2短路时，输出电压V0的波形；⑷.试画出若R2开路时，输出电压V0的波形；解：⑴.稳幅原理

当v0幅值很小时，D1、D2接近开路，R’3=2.7K。

当v0幅值较大时，D1或D2导通，R’3减小，AV下降。V0幅值趋与稳定。第9页，共59页，2023年，2月20日，星期四⑵.估算输出电压V0m(VD=0.6V)I第10页，共59页，2023年，2月20日，星期四⑶.若R2短路时(4).若R2开路时，输出电压V0的波形AV<3，电路停振，输出电压V0的波形为第11页，共59页，2023年，2月20日，星期四运算放大器的基本应用（I）─正弦波发生器制作第12页，共59页，2023年，2月20日，星期四集成运放的外引线排列LM324uA741引脚及符号图12－5第13页，共59页，2023年，2月20日，星期四正弦波发生器电路图图3.2.1RC桥式正弦波振荡器第14页，共59页，2023年，2月20日，星期四方波输出正弦波输出正弦波输入运算放大器的基本应用（II）─信号放大、转换制作第15页，共59页，2023年，2月20日，星期四正弦波发生器调试1、按图焊接好电路。用万用表仔细检查电路安装的正确性。2、接通±5V电源，调节电位器RW，用示波器观察到一个不失真的正弦波；用交流毫伏表测量正弦波大小。3、用示波器或频率计测量振荡频率fO，并与理论值进行比较。4、若要得到一个输出幅值可调的正弦波信号，如何解决？在输出正弦波信号加入直流偏移量，如何解决？5、注意：集成运算放大器电源端要加入滤波电容。第16页，共59页，2023年，2月20日，星期四正弦波发生器所用元件1、14脚IC座；集成运算放大器LM324。2、10k电位器。3、电阻若干。4、二极管1N4148.5、电容若干。第17页，共59页，2023年，2月20日，星期四

电压比较器及弛张振荡器

1电压比较器一、电压比较器的基本特性电压比较器的功能是比较两个输入电压的大小，据此决定输出是高电平还是低电平。高电平相当于数字电路中的逻辑“1”，低电平相当于逻辑“0”。比较器输出只有两个状态，不论是“1”或是“0”，比较器都工作在非线性状态。所以，“虚短路”概念不能随便应用。第18页，共59页，2023年，2月20日，星期四

图给出了电压比较器的符号及传输特性。其反相输入端加信号ui，同相输入端加参考电压(ur)。比较器一般是开环工作，其增益很大。所以，当ui

＜ur时，输出为“高”；反之，当ui

＞ur时，输出为“低”。而当ui接近ur时，输出电平发生转换，此刻同相端和反相端可看成“虚短路”。其它时刻U+与U-可能差得很远(即U+≠U-)。电压比较器的输入为模拟量，输出为数字量(0或1)，可作为模拟和数字电路的接口电路，也可作为一位模–数转换器，在实际中有着广泛应用。第19页，共59页，2023年，2月20日，星期四

电压比较器的符号及传输特性第20页，共59页，2023年，2月20日，星期四1.高电平(UoH)和低电平(UoL)

电压比较器可以用运放构成，也可用专用芯片构成。用运放构成的比较器，其高电平UoH可接近于正电源电压(UCC)，低电平UoL可接近于负电源电压(-UEE)。在有些应用场合，对输出加以限幅，如图所示。其中图7–49(a)电路的高低电平等于±(UVZ+UVD)，图7–49(b)电路的高低电平等于±(UVZ+UVD)。第21页，共59页，2023年，2月20日，星期四2.鉴别灵敏度事实上，集成运放和专用比较器芯片的Aud不为无穷大，ui在ur附近的一个很小范围内存在着一个比较器的不灵敏区。如图7–48(b)中虚线所示的输入电压变化范围，在该范围内输出状态既非UoH，也非UoL，故无法实现对输入电平大小进行判别。Aud越大，则这个不灵敏区就越小，工程上称比较器的鉴别灵敏度越高。第22页，共59页，2023年，2月20日，星期四

图7–49输出限幅电路

(a)UoH=UVZ1+UVD2,UoL=-(UVD1+UVZ2);(b)UoH=UVD1+UVZ+UVD2,UoL=-(UVD4+UVZ+UVD3)第23页，共59页，2023年，2月20日，星期四3.转换速度作为比较器的另一个重要特性就是转换速度，即比较器的输出状态产生转换所需要的时间。通常要求转换时间尽可能短，以便实现高速比较。比较器的转换速度与器件压摆率SR有关，SR越大，输出状态转换所需的时间就越短，比较器的转换速度越高。电压比较器一般为开环应用或正反馈应用，不需要相位补偿电容。第24页，共59页，2023年，2月20日，星期四二、电压比较器的开环应用––简单比较器1.过零比较器在图7–48(a)中，令参考电平ur=0,则输入信号ur与零比较，ur

＞0，输出为低(UoL),而ur

＜0，输出为高，其波形如图7--50(a)所示。这种电路可做为零电平检测器。该电路也可用于“整形”，将不规则的输入波形整形成规则的矩形波。第25页，共59页，2023年，2月20日，星期四

图7–50过零比较器及脉宽调制器输出波形(a)过零比较器整形波形；(b)脉宽调制器输出波形第26页，共59页，2023年，2月20日，星期四2.脉宽调制器若参考信号ur为三角波，而输入信号ui为缓变信号，如经传感器变换的温度、压力等信号，则随着ui的变化，输出矩形波的脉宽也随之变化。所以，开环比较器还可实现脉宽调制，如图7–50(b)所示。第27页，共59页，2023年，2月20日，星期四三、迟滞比较器––双稳态触发器1.简单比较器应用中存在的问题如图7–48(a)所示的比较器存在两个问题：一是输出电压转换时间受运放压摆率SR的限制，导致高频脉冲的边缘不够陡峭(如图7–51(a)所示)；二是抗干扰能力差，如图7–51(b)所示，若ui在参考电压ur(=0)附近有噪声或干扰，则输出波形将产生错误的跳变，直至ui远离ur值才稳定下来。如果对受干扰的uo波形去计数，计数值必然会多出许多，从而造成极大的误差。第28页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7-51简单比较器输出波形边缘不陡峭及受干扰的情况(a)输出波形边缘不陡峭(b)受干扰情况第29页，共59页，2023年，2月20日，星期四2.迟滞比较器电路及传输特性为了解决以上两个问题，在比较器中引入正反馈，构成所谓“迟滞比较器”。这种比较器具有很强的抗干扰能力，而且，由于正反馈加速了状态转换，从而改善了输出波形的边缘。

1)反向输入的迟滞比较器反向输入的迟滞比较器电路如图7–52(a)所示。其中R2将uo反馈到运放的同相端与R1一起构成正反馈，其正反馈系数F正为第30页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–52迟滞比较器电路及传输特性

(a)电路；(b)传输特性

第31页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–52迟滞比较器电路及传输特性

(a)电路；(b)传输特性

第32页，共59页，2023年，2月20日，星期四

电路中R及带温度补偿的稳压管(VZ1、VZ2)组成输出限幅电路，使输出电压的高低电平限制在±(UVZ+UVD)。下面我们来分析该电路的传输特性。因为信号加在运放反相端，所以ui为负时，uo必为正，且等于高电平UoH=+(UVZ1+UVD2)。此时，同相端电压(U+)为参考电平Ur1:(7–59)(7–60)第33页，共59页，2023年，2月20日，星期四

当ui由负逐渐向正变化，且ui=Uf=Ur1时，输出将由高电平转换为低电平。我们称uo从高到低所对应的ui转换电平为上门限电压，记为UTH。可见(7–61)

而后，ui再增大，uo将维持在低电平。此时，比较器的参考电压Ur将发生变化，即(7–62)第34页，共59页，2023年，2月20日，星期四

当ui由正变负的比较电平将是Ur2(负值)，故只有当ui变得比Ur2更负时，uo才又从低变高。所以，称Ur2为下门限电压，记为UTL。(7–63)第35页，共59页，2023年，2月20日，星期四

综上所述，迟滞比较器的传输特性如图7–52(b)所示。由于它像磁性材料的磁滞回线，所以称之为迟滞比较器或滞回比较器。迟滞比较器的上、下门限之差称之为回差，用ΔU表示：(7–64)第36页，共59页，2023年，2月20日，星期四

如图7–53所示。由于使电路输出状态跳变的输入电压不发生在同一电平上，若ui上叠加有干扰信号时，只要该干扰信号的幅度不大于回差ΔU，则该干扰的存在就不会导致比较器输出状态的错误跳变。应该指出，回差ΔU的存在使比较器的鉴别灵敏度降低了。输入电压ui的峰峰值必须大于回差，否则，输出电平不可能转换。第37页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–53迟滞比较器输出波形第38页，共59页，2023年，2月20日，星期四2)同相输入迟滞比较器电路如图7–54(a)所示，信号与反馈都加到运放同相端，而反相端接地(U-=0)。只有当同相端电压U+=U-=0时，输出状态才发生跳变。而同相端电压等于正反馈电压与ui在此端分压的叠加。据此，可得该电路的上门限电压和下门限电压分别为

(7–65a)(7–65b)第39页，共59页，2023年，2月20日，星期四

其传输特性如图7–54(b)所示，读者可自行分析。迟滞比较器又名施密特触发器或双稳态电路，它有两个状态，且具有记忆功能。第40页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–54同相输入迟滞比较器及其传输特性

(a)电路；(b)传输特性第41页，共59页，2023年，2月20日，星期四7–4–2弛张振荡器弛张振荡器即方波–三角波产生器。对于方波信号发生器，其状态有时维持不变，而有时则发生突跳。为区别于正弦振荡器，人们将这种有张有弛的信号发生器称之为弛张振荡器。弛张振荡器必须是一个正反馈电路，它由两部分组成：一部分是状态记忆电路;另一部分是定时电路，即控制状态转换时间的电路。如图7–55所示，一般用迟滞比较器作为状态记忆电路，而用积分器作为定时电路。第42页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–55弛张振荡器框图第43页，共59页，2023年，2月20日，星期四一、单运放弛张振荡器单运放将状态记忆电路和定时电路集中在一起，如图7–56(a)所示，其中带正反馈的运放构成迟滞比较器，RC构成积分器即定时电路。其波形如图7–56(b)所示。第44页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–56单运放弛张振荡器电路及波形第45页，共59页，2023年，2月20日，星期四

假定输出为高电平(UoH=UVZ+UVD)，且电容初始电压uC(0)=0，那么电容被充电，uC(t)以指数规律上升，并趋向UoH。此时，运放同相端电压U+为(7–66)

该电压为比较器的参考电平。当uC上升到该电平值时，即U-=U+，则输出状态要发生翻转，即由高电平跳变到低电平UoL。我们将此时的U+记为高门限电压UTH：(7–67)第46页，共59页，2023年，2月20日，星期四

一旦Uo变为低电平，电容开始放电，后又反充电，uC以指数规律下降，并趋向UoL。但是，因为此时的U+变为另一个参考电平(下门限电压)

当uC下降到UTL时，输出又从低电平跳变到高电平。周而复始，运放输出为方波，其峰峰值为

(7–68)(7–69)第47页，共59页，2023年，2月20日，星期四电容电压uC(t)为近似的三角波，其峰峰值为(7–70)

因为电容充电和放电时常数均等于RC，所以T1=T2，占空比D=T2/T=50%。现在来计算振荡频率f0。首先计算时间T1。如图7–56(b)所示，根据三要素法，电容电压uC(t)为(7–71)第48页，共59页，2023年，2月20日，星期四(7–72)将式(7–71)代入式(7–70)，得第49页，共59页，2023年，2月20日，星期四

如果要求改变占空比，只要令电容C充电和放电时常数不同即可，如图7–57(a)所示。只要调节电位器抽头的位置，充放电时常数就不等。(7–73)第50页，共59页，2023年，2月20日，星期四图7–57占空比可调的弛张振荡器

(a)电路；(b)波形第51页，共59页，2023年，2月20日，星期四二、双运放构成的弛张振荡器如图7–58所示，运放A1构成同相输入的迟滞比较器，A2为理想积分器。A1输出为方波，该方波通过电阻R给电容C恒流充放电，形成三角