第六章上行信道系统

第六章双向HFC网络中的上行信道系统陈柏年

2007年8月16.1概述HFC宽带接入网的实现主要因素：取决于对HFC网络的上行信道传输能力的开发程度。开发HFC网络上行信道系统注意问题：既不要过度夸大上行信道噪声的影响，也不要认为侵入噪声无关紧要。实践证明：只要按照一定的规范去开发，做扎实的工作，HFC网络完全可以建设成为一个宽带接入网络，从而满足用户对宽带通信的需求。2HFC网络相关标准GY/T121-1995有线电视系统测量方法GY/T131-1997有线电视网中光链路系统技术要求和测量方法GY/T106-1999有线电视广播系统技术规范GY/T143-2000有线电视系统调幅激光发送机和接收机入网技术条件和测量方法GY/T180-2001HFC网络上行传输物理通道技术规范2003.7有线广播电视网改造指导意见2003.7有线数字电视频道配置指导性意见GB50200-1994有线电视系统工程技术规范GB/T17786-1999有线电视频率配置36.2上行系统工作特点及相关参数

6.2.1上行系统基本组成（以一个光节点为例）46.2.2上行系统回传信号特点上行传输方式：多点对一点。上行传输过程：从用户的CableModem（CM）和机顶盒（STB）的RF发射机通过同轴电缆、上行RF放大器及各种同轴无源器件向光节点站（光站）发射已调制（数字信号）的RF信号，RF信号在光站中对上行光发射机进行调制，变换为光信号通过上行光纤传输回前端（中心），由上行光接收机接收后变换成RF信号送到电缆调制解调器前端系统（CMTS）进行数字处理。上行传输特点：上行系统中从任何支路或任何用户引入的噪声会降低所有支路和所有用户的回传性能。56.2.3上行系统的频谱分配上行频谱资源规划遵循标准：符合GB/T6510—1996《电视和声音信号的电缆分配系统》、GB50200—1996《有线电视系统工程技术规范》和GY/T106—1999《有线电视广播系统技术规范》的有关规定。在频率设置上应尽可能与国际电联ITU-TJ.112标准、国际电工委员会IEC-60728-10标准接轨。GY/T106—1999规定我国有线电视上行频率为5~65MHz范围。6HFC全业务的上行频谱分配7有线电视网络的频率的规划8我国HFC上行传输通道波段划分

波段频率范围（MHz）业务内容传输媒质条件Ra5.0～20.2上行窄带数据业务、网络管理(上行)共缆Rb20.2～58.6上行宽带数据业务共缆Rc58.6～65.0上行窄带数据业务、网络管理(上行)共缆9上行频道RF传输特性参数规定值EuroDOCSISV1.1DVB-C/DAVIC传输时延（ms）≤0.8（通常更小）载噪比（dB）≥22≥22载干功率比（dB）≥22≥22载波干扰比（dB）≥22≥22载波交流声比（%）7（-23dBc）7（-23dBc）频率响应5-65MHz：2.5dB/2MHz5-65MHz：2.5dB/2MHz群延时波动5-65MHz：300ns/2MHz5-65MHz：300ns/2MHz微反射—单回波-10dBc@≤0.5μs回波比≤15%-20dBc@≤1.0μs-30dBc@>1.0μs突发噪声在1kHz平均速率时：≤10μs信号电平变化（dB）≤1210序号 项目 技术指标

1、标称系统特性阻抗（Ω） 752、上行通道频率范围（MHz） 5～65 3、标称上行端口输入电平（dBμV） 100 （此电平为设计标称值，并非设备实际工作电平） 4、上行传输路由增益差（dB） ≤10 5、上行通道频率响应（dB）（1）≤10 7.4MHz～61.8MHz（2）≤1.5 7.4MHz～61.8MHz任意3.2MHz范围内 6、上行最大过载电平（dBμV） ≥112 7、载波/汇集噪声比（dB）（1） ≥20（Ra波段） （2）≥26（Rb、Rc波段） 8、上行通道传输延时（μs） ≤800 9、回波值（%） ≤10 10、上行通道群延时（ns） ≤300 （任意3.2MHz范围内）11、信号交流声调制比（%） ≥7 12、用户端口噪声抑制能力（dB） ≥40 13、通道串扰抑制比（dB） ≥54 我国上行传输通道主要技术要求11HFC网的上行系统126.2.4HFC上行系统的噪声汇聚现象汇聚噪声或“漏斗噪声”：由于HFC网络反向同轴部分的“漏斗效应”，各用户室内和沿线的噪声沿上行通道汇集到光节点所形成的噪声。汇聚噪声的危害：光节点的“漏斗噪声”加上各上行光链路的噪声传输回到前端（或中心），对整个上行系统的载噪比产生极大的损伤。13汇聚噪声电平的计算设反向总带宽为60MHz，光节点内共有M=32台放大器，反向放大器F=10dB，求32台反向放大器汇聚到光节点总的热噪声功率=？解：60MHz带宽内总热噪声功率=-62.5+10lg（60×106）=-62.5+17.8+60=15.3dBμV单台反向放大器热噪声功率=15.3+F=10=25.3dBμV由于“漏斗效应”引起的热噪声符合功率叠加规则，所以32台反向放大器汇聚到光节点总的热噪声功率=25.3+10lgM=25.3+10lg32=25.3+15=40.3dBμV可见，32台放大器增加了（40.3-15.3）=25dB热噪声电平。14光节点及光缆干线的设计对于光节点的覆盖户数，目前业界倾向认为500户一个光节点为标准。对于用户数较多的小区，随着多功能业务的逐渐开展，可在光站内部选择安装一个甚至两至四个反向光发射模块。这样网络结构基本不变，表面上看光节点覆盖的户数不变，而实际上回传通道一分为二，不仅使反间汇聚噪声一分为二，而且反向带宽也扩展了一倍。15作为接入网的双向HFC网络上行设计原则：当采用电缆调制解调器，要求所有CableModem的信号必须以相同的信号电平到达前端。如果设计和调整不当问题：致其电平差异过大，即使管理CableModem的CMTS发出电平调整指令，试图使CableModem受控地调整输出电平，也难以使各用户电平上行到CMTS时一致，结果会出现某些用户上行信号CNR很低，而另一些用户上行信号产生过载失真。16上行信号电平汇聚均衡汇聚均衡原因：用户回传上行信号时，由于路由各不相同，各路由的上行传输损耗各不相同，必然出现不同用户信号上行到各级汇聚点的电平不一致。如果其电平差异过大，即使管理CM的CMTS发出电平调整指令试图使CM受控调整输出电平，也难以达到各用户电平上行到中心一致的目的。因此，要求对上行信号电平进行汇聚均衡。汇集均衡：对用户上行信号电平进行调整，使之到达汇聚点的电平一致所采取的均衡措施。汇集均衡解决方法：引入单位增益的调试概念，通过合理的网络设计来解决上行电平汇集均衡问题。

17汇集均衡的举例如图，L1支路对65MHz的上行信号损耗约为6dB，加上分支器的插入损耗，总损耗约8dB；L2支路上行分支损耗18dB。上行放大器的增益22dB，在放大器之间要达到单位增益，可在A2中插入14dB衰减量的反向输出衰减器，在A3中插入4dB衰减量的反向输出衰减器。这样Ａ2～Ａ1（22-14-8=0dB）、Ａ3~Ａ1（22-4-18=0dB）链路都达到单位增益，从而解决了它们的上行电平汇集均衡问题。18上行系统的噪声分类同轴分配系统的热噪声（ThermoNoise）光纤链路噪声（FiberopticLinkNoise）侵入噪声（Ingress）191、同轴分配系统的热噪声对于我国PAL-D电视制式，系统带宽B=5.75×106Hz。系统背景噪声（噪声本底NoiseFloor）NB=〔20lg(5.75×106)12－125.2〕[dBmV]=－57.6dBmV=2.4[dBμV]噪声谱功率密度（每Hz噪声功率）=2.4

－10lg（5.75×106）=－65.2[dBμV/Hz]放大器的噪声系数为F，放大器输出端的载噪比为（CNR）AMP=Vin－F－NB=输入电平－噪声系数－噪声本底（dBμV）对于上行信道而言，情况比下行复杂得多，因为上行信号的种类繁多，上行信号的带宽变化从100KHz到6MHz。因此，对不同的带宽背景噪声亦不同。20不同带宽的背景噪声噪声带宽（KHz）背景噪声（dBμV）100-15.2200-12.2300-10.4400-9.2500-8.2600-7.4700-6..7800-6.2900-5.7噪声带宽（MHz）背景噪声（dBμV）1-5.22-2.23-0.440.851.862.621回传系统CNRC计算举例设：典型的光节点站通常有四个输出口连接四个同轴分配支线，设每支线由两个分配放大器（DA）和两个延长放大器（LE）组成，并且输入到每个放大器的信号（按业务）为65dBμV，噪声带宽为600KHz。已知：光节点内回传放大器的噪声系数F=14dB，分配放大器的噪声系数F=11dB，延长放大器的噪声系数F=7dB，求：整个回传系统的CNRC=？22计算步骤和方法背景噪声NB=－65.2+10lg（带宽）单级分配放大器的CNR

=输入电平－噪声系数－背景噪声两级分配放大器的CNR=单级分配放大器的CNR-10lg2单级延长放大器的CNR=输入电平－噪声系数－背景噪声两级延长放大器的CNR=单级延长放大器的CNR-10lg2每支线CNR=[两级分配放大器+两级延长放大器]CNR四条支线的CNR=每支线CNR-10lg4光节点内回传放大器的CNR同轴回传系统总载噪比=[四条支线的CNR与光节点内回传放大器的CNR]按功率叠加合成23回传系统CNRC求解查表或计算可得背景噪声NB=－65.2+10lg（600×103）=－65.2+57.8=－7.4dBμV一个DA的CNRDA＝65－11+7.4=61.4dB两个DA组合CNRDA2=61.4－10lg2=58.4dB一个LE的CNRLE＝65－7+7.4=65.4dB两个LE组合CNRLE2=65.4－10lg2=62.4dB应用指标合成公式每分配支线的CNRD=－10lg[10-58.4/10+10-62.4/10]=57dB四个分配支线组合的CNRD4=57－10lg4=51dB光节点回传放大器的CNRRA=65－14+7.4=58.4dB同轴回传系统总载噪比CNRC=－10lg[10-51/10+10-58.4/10]=50.3dB结论：同轴回传系统CNR约为50dB。242、光纤链路噪声影响光链路的载噪比因素：光纤、激光器、光检测器。工程设计工具：光链路CNR与链路长度关系曲线。该曲线测试时的频道带宽为4MHz，并且所有的RF功率全部分配到4MHz带宽的信号上所得到的CNR。实际情况是将RF功率平分到整个5～42MHz（或5～65MHz）上行频带上。所以图中的CNR需要修正，修正后的CNR为CNR=CNR图+10lg[4/（42-5）]=CNR图－9.7或CNR=CNR图+10lg[4/（65-5）]=CNR图－11.825光链路CNR与链路长度关系曲线26光链路与同轴部分合成的CNR（O+C）设光链路损耗为5dB（相当于1310nm波长下传输距离12Km），光链路的修正载噪比CNRO为CNRO=51.5－9.7=41.8(dB)CNRC=50.3(dB)按照指标合成公式，可以得出回传系统光链路与同轴部分在前端合成的组合CNR（O+C）为CNR（O+C）=－10lg[10－CNRO/10+10－CNRC/10]=－10lg[10－4.18+10－5.3]=41.3dB规律：低指标与很高指标合成时，可不考虑高指标对总合成指标的影响，近似认为总合成指标等于低部分指标。结论：HFC的回传系统的载噪比主要由上行光纤链路的噪声决定。光链路的噪声对总的载噪比贡献最大。273.侵入噪声侵入噪声（Ingress）：由于同轴电缆系统屏蔽性能不完善，造成外界辐射干扰侵入电缆系统内部引起的噪声，包含有不连续的和弥漫性的信号。主要侵入源：用户端电子产品短波通信业余无线电冲击脉冲虽然，设计及安装良好的同轴电缆系统能保证高度的RF“密封”，但是，电缆系统中仍然有一些薄弱环节导致外界RF干扰的侵入。最容易侵入的地方是用户家里。28从家中接线到分支分配之间的噪声侵入源

HometoTap29从分支分配器到前端之间的侵入噪声源

Tap

toHeadend30HFC网三种上行噪声类型

1、加性高斯白噪声（连续和随机）AdditiveWhiteGaussianNoise(AWGN)-continuous&randomwithaninfinitefrequencyrange312、侵入噪声IngressNoise-continuous(orlengthyinduration)withanarrowfrequencyrange(upto100kHzwide)…ex:60Hzpowerlinehum323、突发性脉冲噪声Impulse(Burst)Noise-shortinduration(100nsec-100msec),butpossiblyperiodic,andwithabroadfrequencyrange…ex:motorcontacts33对回传噪声分析有用的结论

从最远小分支器用户引入回传噪声大于最近大分支器用户，小分支器用户噪声对整个回传噪声的控制有关键作用。由于用户回传信号电平差的存在，回传噪声对于不同用户影响会不一样。虽然侵入噪声的存在给HFC上行系统带来很多麻烦，但由于对上行系统认识的深化以及技术的进步，侵入噪声带来的问题现在已不难解决。346.3HFC网络中的数字调制技术

6.3.1基带数字信号基带数字信号：占据基本频带，未经调制（频率搬移）的原始数字信号，即由0和1两种状态组成的数字信号。基带数字信号特点：由计算机产生或将模拟信号经取样、量化、编码后组成。通常采用时分复用（TDM）技术处理，即以时间内插的方式将较低数据速率的数据流组合（或称复用）起来，成为更高等级数据速率的数据流。现在已运行的数字通信系统如SDH光纤通信系统、基于IP的数据通信系统等都属于基带数字系统。356.3.2HFC网络中数字信号的调制调制：改变载波波型的某些属性，使之成为输入信息的函数的过程。HFC网络中数字信号特征：一个高速数据流通过一个有限带宽的射频信道。在HFC网络中，数字信号必须要通过调制，即将数字基带信号对RF载波进行调制，然后以频分复用（FDM）调制载波的方式进行传输。HFC网络中数字信号调制技术选择的三个因素：带宽利用率（或频谱利用率）稳定性（信道中的噪声、干扰和反射对数字信号传输的影响）成本（设备成本和维护成本）36数字信号的频带传输数字信号的频带传输：对基带数字信号进行调制，将其频带搬移到射频、光波或微波频段上，利用同轴电缆、光缆、微波和卫星等信道传输数字信号。把基带数字信号变换为频带数字信号的过程。数字调制：对基带数字信号所进行的调制。通过调制把基带数字信号进行了频率搬移，而且数字信号转换成了模拟信号，所以频带传输实际传输的是模拟信号。37基带传输与频带传输的比较

传输方式基带传输频带传输波形数字信道码（数字信号波形）数字调制的正弦波（模拟信号波形）频谱结构信号频谱分量处在0到（1/T）或0到（1.5/T）之间，且呈现出高、低频频谱分量很小，中间频谱分量较大的结构特点。信号频谱分量处在f0为中心的（f0-fB）到（f0+fB）之间，且呈现出上、下边带频谱分量对称的结构特点。适用信道低通型信道带通型信道382、基本的二进制数字调制1、数字调幅（幅移键控ASK）2、数字调频（频移键控FSK）3、数字调相（绝对相移键控）4、数字相对调相（差分相移键控DPSK）39DPSK信号波形图403.M进制数字调制M进制数字调制：数字信号不是只采用0和1两个电平，而是采用多个电平来表示的数字调制。M进制数字调制特点：①在码元速率（传码率）相同条件下，可以提高信息速率（传信率）。②在信息速率相同条件下，可降低码元速率，以提高传输的可靠性。③在接收机输入信噪比相同条件下，多进制系统的误码率比相应的二进制系统要高。④设备复杂。41（1）四相相移键控（QPSK）多进制数字相位调制（多相制）：利用载波的多种不同相位（或相位差）来表征数字信息的调制方式。

原理图

矢量图42QPSK调制器框图及波形图输入串行二进制信息序列串-并变换电平转换器分别产生I(t)和Q(t)分别对载波进行正交调制相加QPSK已调信号。

43QPSK调制状态图QPSK调制方式是HFC网络上行信道采用的数字调制方式之一。它是通过对同一载波源产生的相互正交（相位差90°）的两个载波各自进行独立的BPSK调制，从而得到四个状态。正交调制：从单一信号源产生相位上相差90°的两个载波，每个载波单独调制（通常用I和Q表示），然后将两个已调信号合成的调制方式。44QPSK调制特点I和Q两个载波在数学上彼此正交，互不影响。可以合并在一起传送。解调时，两个信号I和Q可以被分开单独解调，解调后I和Q比特位又可合并在一起重建原始信号。从状态图上可以看出，QPSK的四个状态相隔很远，即使噪声的影响使收端将一个状态误判为其相邻的状态，也只有一个二元码产生错误。因此，抗干扰性能极强，而且其频带利用率也达到2bit/s/Hz。实践中重要计算公式：占有带宽=符号率×（1+滚降系数）45（2）正交幅度调制QAMM－QAM调制器方框图4616QAM调制器框图及星座图

输入二进制数据流经过串-并变换后变成四路并行数据流。四路数据两两结合，分别进入两个电平转换器，转换成两路4电平数据。这两路4电平数据g1(t)和g2(t)分别对载波cos2πfct和sin2πfct进行调制然后相加，即可得到16QAM已调信号。

47M-QAM调制的比特率与波特率调制方式每符号比特数n[bits]波特率[Bd]比特率[bps]16QAM4N4N32QAM5N5N64QAM6N6N128QAM7N7N256QAM8N8N48多进制QAM调制MQAM=x2QAM=2nQAMM：调制状态数、调制符号数、星座图上的星点数X：符号的进制数。n：每次调制（每个符号）所携带的比特数。4932-bitto4-levelconverter2-bitto4-levelconverter90度PhaseShifterDataSplitterQuadratureInPhaseFrequencySource(LO)DigitalBitStreamFromMPEG-2Encoder30Mbps3210210BPF15Mbps15MbpsDSB-SCAM-MODDSB-SCAM-MOD16-QAM框图5064QAM调制器513bit8电平变换器52QAM信号星座图Constellationdiagramfor16-QAM星座图Constellationdiagramfor64-QAM星座图Q-axisI-axis1001*1000*0001*0000*1011*1010*0011*0010*1101*1100*0101*0100*1111*1110*0111*0110*****************************************************************Q-axisI-axis536.3.3各种数字调制技术比较HFC网络对数字调制两个基本工程标准：频谱利用率[bps/Hz]

：每单位调制带宽所能传送的比特数；每比特能量和噪声谱密度N0之比[Eb/N0]：在规定传送准确度下（即保证要求的BER所需的载噪比）的每比特能量。541、频带利用率—bps/Hz频带利用率EOS（或频谱效率、频谱利用率）定义：比特率除以调制带宽。EOS=S/W=Wlog2M/W=log2M式中S为比特率（bit/s）W为带宽（Hz）M为一个码元所取的离散值个数log2M为一个码元携带的bit数理论上，QPSK的频带利用率为2bit/s/Hz，16QAM的频带利用率为4bit/s/Hz，64QAM为6bit/s/Hz。实际上，带宽应该是调制器和解调器中滤波器的带宽，频带利用率和滤波器的滚降系数α有关。55QAM调制方式的频带利用率EOS（bps/Hz）滚降系数α00.51调制方式4QAM21.33116QAM42.67264QAM643256QAM85.33456不同调制方式的频带利用率EOS（bps/Hz）滚降系数α00.331调制方式2PSK10.750.5QPSK21.528PSK32.251.54QAM21.5116QAM432572、保证要求误码率下的载噪比误码率BER定义：BER=接收端出现的差错比特数/总的发射比特数×100%BER表示一个误码出现的概率。如BER=1×10-9表示传输109bit信息只有1bit错误，即误码的概率为十亿分之一。实际传送数字信号时，接收端采用判决电路来确定所接收的数字信号，而BER则确定了判决电路区分不同状态的难易程度。58QPSK传输的实际状态图CNR=28dBBER=1×10－9CNR=11dBBER=6×10－4在给定信号和噪声功率下，星座点之间的距离越远的调制方式的BER愈佳。59每比特能量与噪声功率强度比Eb/N0Eb/N0：每比特能量与噪声功率强度之比。Eb代表平均到每个比特上的信号能量，N0代表噪声的功率谱密度。Eb/N0－BER关系曲线则可以同时反映系统的有效性和可靠性。Eb/N0与CNR直接的关系如下：式中：m是每个符号的比特数，对QPSK，m＝2；对64QAM，m＝6。Rs为波特率，BW为信号带宽。60Eb/N0与CNR的关系如果噪声恒定，每比特能量越高越能改善误码率。因为此时各星座点间的距离越远。所以，在给定信号功率和噪声功率的情况下，星座点间的距离越远的调制方式BER性能就越好。一旦Eb/N0已知，达到一定BER所需载噪比(C/N)就可由下式得到：

CNR=(Eb/N0)(R/B)

式中，B是检波器中滤波器的噪声带宽，R是比特率(bps)。61瀑布曲线

BER和CNR的关系曲线62不同调制方式下所需的Eb/N0（dB）调制方式BER=10－6BER=10－42PSK10,58,4QPSK10.58.48PSK13.811.716PSK18.216.164PSK26.34QAM10.58.416QAM17.012.364QAM16.563香农（Shannon）定理信道容量C：信道极限的传输能力，即对在给定条件、给定通信路径或信道上的极限数据传送速度，用最大信息速率来表述。香农公式（针对白色高斯噪声干扰的信道）C=B×log2（1+CNR）[bps]式中C为信道容量（bps）B是信道带宽（Hz）

CNR为载噪比的真值(单位用比率表示，不用dB)64香农定理的简化公式简化：①实际的调制系统运载能力大约为最大能力的一半，可加上1/2因子。②如果CNR为100（20dB）或更高，可略去公式中的1。③换成以10为底的对数表示。

C实际≈(B/2)×[log10(CNR)/log102]≈(B/6)×CNR[dB]规则说明：高效率的调制方式必须具有好的载噪比。换言之，每Hz的运载能力bps近似等于CNR除以6，即频带利用率EOS=CNR[dB]/6。例如，当C/N=25.5dB时,信道的最大数据运载能力为4.25(b/s)/Hz。656.3.4数字调制信号的频谱及峰值因子1、数字调制信号的频谱数字信号调制的载波频谱与模拟电视信号载波频谱不同。（1）模拟调制信号的能量主要集中在视频载波周围。（2）数字调制信号的能量均匀地分布在整个频带上，与带限噪声频谱类似，呈现平坦的频谱。66数字调制信号的频谱原因：发送端对数字信号在编码和调制之前要进行随机化处理（如交织处理），处理后的数字信号对载波进行调制。意义：可以将一个宽带噪声源（白噪声源）通过一个带通滤波器后加到回传光发射机上，用它来模拟许多类型的数字调制载波信号，称为噪声块信号。67模拟VSB-AM信号频谱图68数字调制信号的频谱图692.数字调制信号的峰值因子峰值因子：信号的峰值（振幅值）与有效值之比。(PI)S=正弦波峰值/正弦波有效值=1.414(20lg1.414=3dB)相同峰值E并且相位锁定的N个正弦波混合，则混合波所包含的功率为N个独立正弦波的功率之和，均方根（RMS）功率为均方根电压（有效值）的平方与负载电阻之比，即：V2RMS/R=N×单个正弦波的功率=N×(单个正弦波电压均方根值)2/R=N×E2/2R70数字信号的峰值因子化简后得：VRMS=0.707E×N1/2合成信号的峰值因子：(PI)C=N×E/VRMS=1.414N1/2dB表示可得合成波峰值因子：(PI)C=3+10lgN（dB）由于实际测量中多载波发生器产生的载波信号之间的相位是非锁相的，即这些载波的相位是不相关的，因此这些载波的振幅不能直接相加，所以，测量的峰值因子比理论值小。当载波个数超过10个，峰值因子比理论值要低10～15dB。由于数字信号的频谱是多个正弦波频谱的组合，所以数字信号的峰值因子比单个正弦波的峰值因子大得多。讨论目的：为的回传激光器调制电平（包括下行光发射机调制电平）应加多大打下理论基础。71各种信号的峰值因子信号类型测得的峰值因子（dB）CW信号（正弦波）3.2未滤波的噪声块（5～1000MHz）7.8被滤波的噪声块（5～40MHz）13.5调制解调器“A”QPSK@10Mbit/s9.2信号类型测得的峰值因子（dB）16QAM@20Mbit/s11.316QAM@30Mbit/s10.2调制解调器“B”QPSK@256Kbit/s6.7QPSK@2Mbit/s6.672峰值因子测量：高速示波器（或记忆示波器）。峰值因子表的分析：正弦波的峰值因子为3.2dB，与理论值3.0dB基本符合噪声块信号未加滤波器通过放大器时被压缩，因此峰值减少经过5～40MHz滤波器后，由于噪声块中很多信号未通过放大器，从而均方根电压值（VRMS）减小，但峰值不受影响（因示波器是瞬时取样），所以滤波器的作用是增加了峰值因子。5～40MHz噪声块信号的峰值因子测量得到的值为13.5dB。736.4上行系统中射频（RF）功率分配6.4.1概述回传信号占有的带宽和调制方式各不相同。状态监控和机顶盒（STB）回传信号，通常其带宽为几个300KHz宽度，调制方式为FSK；CableModem的数据回传信号，占带宽由运营商根据用户的数目进行设置，比如用15MHz带宽作为CableModem应用，调制方式为QPSK或16QAM。74不同类型信号如何设置工作电平要解决三个问题：（1）上行系统中的RF功率的上限；（2）上行系统的总RF功率容量；（3）各项业务如何分配RF功率。756.4.2上行系统的RF功率上限在一个单纯的同轴电缆系统中，传输RF功率的上限是由系统中RF放大器的失真决定，即二阶及三阶的组合差拍CSO和CTB决定。在HFC系统中，光发射机中的激光器在受到RF信号调制时，当输入RF信号足够大，使其在负的方向低于激光器的阈值电流时，就将产生削波失真。通常，在光发射机中加上的预失真电路补偿的是激光器的P-I特性的非线性失真，而非削波失真。因此，削波失真限制了RF功率不能过大。无论是下行还是上行系统中，总的RF功率的限制都是由激光器的削波所决定。76激光器的削波现象77广义的载噪比

载波互调噪声比C/（I+N）上行系统中由于传输的是数字调制信号，数字调制信号的频谱像噪声块信号，多个这种“噪声块信号”之间由于削波失真产生的差拍失真产物仍然像是噪声块。通常对数字调制信号之间差拍产生的失真用组合互调噪声比（CIN）来表示，而不用表示多模拟调制载波产生的差拍失真CSO和CTB。上行系统衡量噪声和失真性能指标载波互调噪声比C/（I+N）=数字信号功率/反向总噪声功率C/（I+N）[dB]=数字信号电平－反向总噪声电平反向总噪声电平：包括所有上行通道由热噪声、干扰噪声和数字非线性失真的交调噪声按功率叠加而形成的电平。78HFC反向通道测试指标

噪声功率比NPR

（NoisePowerRatio）噪声功率比（NPR）：相对于频道内噪声与互调失真电平的信号电平。NPR测试框图噪声功率比（NPR）[dB]=信号电平－频道内噪声与互调失真电平测试内容：检验频道内噪声与互调失真电平。测试信号：“噪声块信号”，5~65MHz带宽内平坦高斯噪声信号。开槽滤波器（陷波器）：删除窄频段（频道）内的噪声。79NPR与输入回传激光器的RF电平关系曲线80噪声功率比NPRNPR：数字信号电平与反向通道总噪声功率之比。NPR是数字回传通道测试最主要的性能指标，本质上，NPR是空槽的深度。NPR与输入回传激光器的RF电平关系曲线输入功率较低的情况下，NPR等于由激光器RIN噪声、光纤和接收机噪声贡献的CNR。随着功率的增加，NPR将会改善。在某一输入功率时，NPR达到最大值，在这个功率之上，互调产物及削波产物急剧增加，NPR下降。初始的下降主要是二阶互调，然后很快进入激光器削波起作用的范围，NPR急剧下降。81回传通道设计与调试的核心问题采取合理的措施，保证加到光工作站内的上行激光发送机中回传激光器上的RF信号总功率在一个合适的范围内，既不能太小，也不能过激励。加到回传激光器上的RF信号总功率这个合适的范围是多少？行业标准GY/T194-2003《有线电视系统光工作站技术要求和测量方法》规定：“在由反向激光发送机和反向光接收机构成的光链路中，当链路损耗为5dB，NPR大于30dB时，采用FP激光器的发送机动态范围应大于10dB，采用DFB激光器的发送机动态范围应大于15dB。”82QPSK和噪声块正常加载

QPSK信号46dB，槽底4dB，CNR=42dB，BER=1×10-983高于正常值18dB加载

84高于正常值18dB加载当信号和噪声块高于正常值18dB加载到激光器上，对照线性关系，理论上应当是：信号上升到46+18=64dB槽底上升到4+18=22dB结果出现情况是：实际上测得QPSK信号60dB，槽底48dB，信号只上升（60－46）=14dB，噪声却上升（48－4）=44dB。噪声急剧上升是由于削波和数字失真，许多奇次和偶次的互调产物大大增多的缘故。此时CNR=60－48=12dB，BER=1.6×10-5856.4.3每Hz固定功率法分配上行RF功率1、上行光发射机中激光器加载的RF功率上行激光器加载RF功率的上限受制于激光器的削波效应。因此，为保证不产生削波，可以计算出激光器在临界状态下（即刚刚要产生削波的情况）的输入射频功率。上行激光器的RF加载情况如后图所示。设激光器工作点电流为Ib，阈值电流为Ith，射频输入电流有效值为Is。激光器的峰值光调制度M=4.73×IS/（Ib-Ith）式中：4.73为数字调制的射频信号的峰值因子86上行激光器加载87上行激光器的最大输入射频电平临界状态：M=1，即4.73×IS=Ib-Ith最大输入的信号电流(IS)max=（Ib-Ith）/4.73已知上行激光器的Ith典型值为5mA，工作电流Ib=20mA，由上式计算出(IS)max=（20-5）/4.73=3.17mA最大输入射频电压(Vin)max=(IS)max×75Ω=238mV最大输入射频电平(Lin)max=20lg238=47.5dBmV=107.5dBμV为了保证不产生削波，取上行激光器的最大输入射频电平为45dBmV=105dBμV。882、每Hz固定功率法含义：各种业务功率谱密度（1Hz上功率）相等。方法：首先将总的可用功率以1Hz增量划分，然后以每种业务占有的带宽为依据，将每Hz的功率指派到每个业务信道上。计算公式：每Hz功率=激光器的可用总驱动功率（dBmV）/上行信道可用总带宽（MHz）89每Hz固定功率法的特点（1）各种业务带宽可以不同，但可使各种业务的CNR相同。（2）便于测试和检查，各种业务在频谱仪上观察到的频谱高度一致，即1Hz上功率（功率谱密度）相等。（3）保证未来业务开展，不致造成回传激光器驱动电平的过载；还可以针对当前业务选择合适的电平而不受将来新加入业务的影响。（4）功率的分配简单，对任何一项新的业务，按照其带宽可以很容易分配功率。保证所有的可用功率得到分配。90每Hz功率计算用对数表示：91每Hz固定功率法92信道功率计算93计算举例已知：上行激光器的总驱动功率（最大输入射频电平）=45dBmV，上行信道可用带宽=65–5MHz=60MHz，则每Hz功率=45dBmV–10log（60MHz）=–32.8dBmV=27.2dBμV，上行信号的功率谱密度为27.2[dBμV/Hz]。若CM的发射带宽为1.6MHz，则CM功率电平=每Hz功率+10log信道带宽=27.2+10log1600000=27.2+62=89.2dBμV94回传激光器RF输入电平计算已知：在上行信道中安排6个带宽为600KHz的信道供CableModem业务。求：该业务施加在回传激光器上的RF电平为多少？解：功率谱密度=-32.8dBmV/Hz6个带宽为600KHzCableModem业务施加在回传激光器上RF电平=每Hz功率+10log业务信道总带宽=-32.8dBmV/Hz+10lg（6×600×103）=32.8dBmV95多种业务时功率的全部分派业务类型信道间隔信道数总带宽（MHz）每信道功率（dBmV）总功率（dBmV）CableModem600KHz50302542电话2MHz10203040其它1MHz10102737总计604596第六章附录

双向HFC网络的设计、安装及调试一、对双向HFC网络的要求1、每个光节点用户数以500户为宜，在可能条件下进一步减小至500户以下。2、线路放大器级连在两级以内，最好不超过三级。3、对于规模较大的网络，应建立分布式HFC网络结构。4、用户信号分配采用集中分配式较理想（但受诸多因素制约，实现不易）。97二、双向HFC网络的改造方式1、对于所有干线和分配网同时进行改造，全网一次完成。2、分步进行改造：先改造干线网，逐步改造分配网。3、分片区改造，在一个片区的干线与分配网同时改造。4、视业务的开展和用户的发展分散地改造。以上改造方式，不管采用哪一种，其共同的一个要点是将光纤尽量延引至用户群，以缩短同轴分配网的覆盖半径。98三、双向HFC网络设计概述1、HFC双向网络设计分为三个部分（1）从前端至光节点/光节点至前端正、反向光链路计算（2）从光节点至各放大器正、反向增益计算（3）从分配放大器至最终有户正、反向损耗计算99双向HFC网络设计考虑假定噪声侵入的环境是均匀的：在回传路径损耗较小的节点处的侵入噪声受到的衰减小，对回传通道的影响较大；在回传路径损耗较大的节点处的侵入噪声受到的衰减大，对回传通道的影响则较小。整个回传通道各处的抗干扰能力处在一种不均衡的状态。为保证各支路上行路径的总损耗近似相等，在网络设计时，要求从各用户端至光节点的回传路径损耗差值小于±(5～6)dB。按下行正向系统的设计原则确定放大器间距。按上行回传系统进行回传电平的设计。100HFC正向或反向设计对比下行（正向）设计

传输特点：一点到多点 设计原则：每户电平一致 1、保证到所有用户端电平一致 2、从发射源至所有用户接收机的增益一致 各频道的电平一致 1、方便用户端调整 2、保障用户接收质量上行（反向）设计

传输特点：多点汇聚到一点 设计原则： 每户电平一致 1、保证到回传光发射机输入电平一致 2、多个发射源至前端反向光接收机的增益一致 各频道的电平一致 1、方便调整和增加业务 2、保障业务接收质量101HFC正向设计和反向设计的不同HFC网络正向通道的设计方法，主要是考虑信号的电平，以及网络如何合理分配信号电平来进行设计。HFC网络反向通道的设计方法，考虑的主要是链路的损耗，电平并不重要，因为CM的输出电平是不确定的。它由CMTS对每一个CM进行测距后，由AGC控制CM的输出电平（AGC的控制作用是通过通信协议确定每个CM的发射电平，使不同的反向信号到达CMTS的电平值保持一致）。由于每个CM的链路路由长度不同，所以每个CM的链路损耗都不同，因而就造成了每个CM的发射电平都不同。在反向通道的调试中，只需要知道链路的损耗就可推算出网络某一点的反向电平值。1022、回传设计准则（1）光链路单位增益准则（光链路0dB准则）（2）每Hz固定功率法准则（3）RF单位增益准则—同轴线路单位增益准则（RF0dB准则）（4）前端混合准则（高低信号混合准则）（5）适当RF运行电平准则—从最差用户到最近放大器损耗在30～32dB以下。（32dB准则）（6）用户电平差异准则—努力减少而不是消除用户之间的电平差，6～8dB以内。（8dB准则）单位增益准则：每个站点的增益精确补偿站点之间和站点内部的损耗，相邻站点的净增益为零dB。103HFC网络设计特点1、在满足系统指标分配条件下，光纤网和同轴电缆网的设计分别进行；2、光纤网上、下行各自独立设计；3、同轴电缆网以上行设计为主要考虑因素，辅之以下行设计考虑。通常只要上行设计满足，则下行一般都能满足。104四、回传光链路1、根据光链路长度选择回传激光器通常，回传激光器输出功率从-3dBm至+3dBm，为得到较好的载噪比，接收光功率范围应在-10dBm至0dBm范围选取。2、光链路的单位增益—基准光链路参考准则选择一个“参考光链路”，以其链路增益（损耗）为基础，将其它光链路的增益（损耗）调整为与参考光链路相同。实现方法：将最长的光链路作为参考链路，其光接收机的输出电平最低，以其输出电平为基准，将其余回传光链路光接收机的输出电平都调整到与其相等即可。105光工作站回传口的RF信号功率谱密度的大小取决于无源分配网的回传损耗光工作站RF回传口的回传信号功率谱密度（回传信号电平）既不是在网络设计时人为地设置的，也不是由设备生产商给出的，其本质上是由无源分配网络的回传损耗决定的。当无源分配网络的拓扑结构、传输电缆型号和长度确定之后，自系统输出口（CM的RF输出口）到分配放大器回传输入口之间的回传损耗就确定了，CM回传到分配放大器回传输入口的信号功率谱密度也就确定了。如果正确设置回传通道，则分配放大器回传输入口到光工作站回传输入口是0dB增益。于是光工作站回传口的信号功率谱密度与分配放大器回传输入口的信号功率谱密度相等。106回传信道设计以CM业务为设计目标为保证回传信道稳定工作，在回传放大器输入口各种业务最大回传发射信号的功率谱密度都不应该超过回传功率谱密度最小的那种业务。通常，CableModem（CM）业务回传发射信号的功率谱密度在现有的各种业务中最低，所以，回传信道设计以CM业务为设计目标。107回传放大器的增益设置为保证长环路AGC正常工作，CM或其它任何业务的RF发送电平都不应该设置在最大发射功率状态。通常，都应留出(5～10)dB的余量。实际设计和调试时，一般希望双向放大器的回传口的回传功率谱密度在(5～15)dBμV/Hz范围，在60MHz带宽内的总功率控制在(83～93)dBμV。为了实现单位增益，根据放大器回传输出口，到前一级放大器或光工作站的回传输入口回传链路损耗的大小，进行回传放大器的增益设置。使各种业务在回传放大器的输出口的回传信号功率谱密度相等。108五、同轴链路RF单位增益准则-“0dB准则”：回传同轴链路的线路损耗应等于放大器的增益，从而使链路实现单位增益。即放大器之间的增益为0dB。使各类回传信号都能达到正确的电平。不采用单位增益设计，将会出现下列问题：（1）如果放大器没有AGC，信号电平不对将引起失真或CNR降低；（2）如果放大器有AGC，但超出应用发射机的调节范围，则会出现同样的结果；（3）如果设计者允许出现这样的增益差别，则其它区段的电平则会导致相应的变化，从而引起失真和CNR劣化；（4）如果放大器有AGC，且有足够的调节范围，则不会出现问题。109双向HFC电缆干线的设计（1）在网络的电缆干线设计时，尽量采用分配器作为分路器件，禁止使用分支损耗大于10dB的分支器，以保证各支路的上行路径损耗近似相等。其代价是使正向电平有所损失，放大器间距缩小。

（2）网络路由尽量设计为多级星型传输结构，因为多级星型由中心到用户的分配过程正是由各用户上行逐级汇集的过程。只要保证了对称性，上行电平一致，下行电平必然一致。（3）对回传通道进行损耗均衡。对于一些特殊的支干线，如果回传路径损耗相对过小，可以设计插入一个回传衰减器，以减小与其它支路的回传路径损耗的差异。该回传衰减器只对回传频段进行衰减，完全独立于正向通道。110双向HFC用户分配网的设计用户分配网：楼放至用户端的分配网络，大量的实验数据表明，50％干扰信号来自用户分配网，分配网的抗干扰能力很大程度上决定了整个系统抗干扰性能。（1）采用集中分配方式。从理论上讲，楼道内采用集中分配的方式入户，既保证了各用户的下行路径损耗一致，又保证了各用户的上行路径损耗一致；同时减少了大量的电缆接头，降低了网络故障率，减少了干扰信号的侵入点，大大降低了系统中的反射，这是一种比较理想的结构。但施工难度较大，楼道内并行敷设的线路较多，户线管管径要求很粗。折中的办法是尽量多采用4分支、6分支等分路器件。111用户分配网的设计（2）层间线改造为四屏蔽电缆。用户分配网的电缆线全部采用四屏蔽电缆不仅减少了上行噪声的侵入，而且可以防止空中干扰信号对系统的影响。但在网络改造中，入户线很难重新敷设，较为实际的做法是层间线改为四屏蔽电缆，而入户线暂不改变。这样做一方向避免了重新入室敷设线路；另一方面的考虑是，假如楼内的噪声侵入环境是均匀的，从入户线侵入的噪声干扰经分路器件（如416），干扰信号将衰减16dB；而从层间线侵入的噪声干扰经分路器件（如416），干扰信号将衰减416的插损1.5dB。112用户分配网的设计可见，假如侵入相同功率的噪声，层间线的侵入噪声因受到的衰减少，要比入室线的侵入噪声对回传通道的干扰大得多。将层间线更换为四屏蔽电缆实际上也就增强了层间线的抗干扰能力。（3）在楼内分配系统，因单元与单元之间的电缆长度较短，一般在25m左右，由此造成的不同单元之间的回传路径损耗相差不大，所以在楼内分配系统不用设置回传衰减（均衡）器。113树型分配方式导致汇聚均衡困难114树型分配方式优点：1、楼栋电缆出线少；2、节省入户电缆。缺点:1、接头太多；2、分布式器材管理困难.；3、回传电平差大，不容易均衡，系统CNR低.。115集中分配的用户分配系统116集中分配方式优点：1、减少了大量的接头，提高了网络的可靠性，减少从接头引入的噪声干扰。2、分配器的接头集中在一个金属箱内，既容易做到高质量的屏蔽，又方便管理和维护。3、每个终端到双向放大器的反向链路损耗大致相等，从而提高整个系统的CNR。117六、前端混合准则由于所有回传接收机都置于前端，各回传接收机的输出信号将混合后进入CMTS。然而，由于各个回传支路的C/N各不相同，因此混合后对系统总的CNR有显著的影响。因此，在前端回传信号混合时，应遵循如下准则：1、混合的路数为4-8路信号。2、应将长、短不同的链路信号混合，因为将所有长链路的信号混合一定会得到最坏的CNR。例如将4条C/N为35dB的信号混合，总的C/N为29dB。将4条C/N分别为43dB、41dB、38dB、35dB的信号混合后，总的载噪比为32.2dB。118在前端各种信号（如CM、机顶盒、网管回传信号）分配合成图119正向系统单位增益原理120正向系统单位增益举例放大器G2的输入端只对应一个路径L1；放大器G2输出端则对应两个路径L2、L3。所以，放大器的增益是补偿上一段链路的传输和分配损耗，其衰减器、均衡器的位置是在放大器的输入端。调整放大器G2的衰减器、均衡器即可补偿链路L1的损耗；而将衰减器、均衡器加在放大器的输出端，就无法同时补偿链路L2、L3的损耗。G1、G2、G3、G4分别为四个延长放大器且增益相同；R1、R2、R3、R4分别为四个放大器输入端的衰减器；L1、L2、L3、分别为两级放大器之间的链路损耗（包括电缆损耗和分配损耗）。虽然放大模块与衰减的位置颠倒后仍然能够满足上述电平的数学关系，但是系统中单位增益关系将被打乱。所以在正向系统中单位增益点在放大器的输出端口，级联的放大器输出端的电平都相同，即单位增益（0dB）。121反向系统单位增益原理122反向系统单位增益举例反向放大器G2的输出端只有唯一的路径L1；而输入端则来自两个路径L2、L3，所以，放大器的衰减器、均衡器的位置应该在其输出端，用来补偿、均衡链路L1的损耗。123反向放大器的增益为20dB，L1链路反向损耗为10dB、L2链路反向损耗5dB，则放大器G2的衰减器R2应该调整为10dB，放大器G3的衰减器R3应该调整为15dB，两个反向放大器的输入电平都是17dBmV，输出电平都是37dBmV，如果放大器的噪声系数为8dB，那么对于3.2MHz的上行带宽来说，放大器的CNR为：CNR=Vi-NF-NB=17dBmV（输入电平）－8dB（噪声系数）－（－60dBmV）（3.2MHz带宽的基础热噪声）=69dB。两级放大器的合成指标为CNR总69dB。124如果将反向衰减器加在反向放大模块输入端，将会出现什么结果呢？链路的各个数值与原来相同，为了保持端口的单位增益点17dBmV不变，放大器G2的衰减器仍然为10dB，放大器G3的衰减器仍然为15dB，则放大器G2的输入电平为：VG2=17dBmV－10dB=7dBmV，载噪比为：CNRG2=7dBmV（输入电平）－8dB（噪声系数）－（－60dBmV）=59dB放大器G3的输入电平为：VG3=17dBmV－15dB=2dBmV，载噪比为：CNRG3=2dBmV（输入电平）－8dB（噪声系数）－（－60dBmV）=54dB两个放大器的合成载噪比为CNR总=52.8dB，比前一种情况低了16.2dB。125小结：反向衰减器加在反向放大模块的输入端口时，衰减量越大，反向放大模块的输入电平越低，合成的反向CNR越低，对反向系统的影响越大。双向放大器（包括光站）中反向衰减器的位置对提高整个反向系统载噪比有着非常重要的意义。126七、每Hz固定功率法127上行信道电平=每Hz功率+10lg（信道带宽）上行光发激光器总驱动功率为45dBmV，上行总带宽35MHz，每Hz功率=45dBmV－10lg（35×106）=－30.4dBmV/Hz对8个1MHz载波，P1=－30.4+10lg（1×106）+10lg8=－30.4+60+9=38.6dBmV对36个192kHz载波，P2=－30.4+10lg（192×103）+10lg36=－30.4+52.8+15.6=38dBmV对10个2MHz载波，P1=－30.4+10lg（2×106）+10lg10=－30.4+63+10=42.6dBmV上行激光器总驱动功率功率PT=10lg[103.86+103.8+104.26]=10lg31751=45dBmV128八、双向HFC网络的安装及调试1、同轴电缆以及同轴器件的选择（1）同轴电缆——提供大于100dB屏蔽能力·干线电缆选用无缝铝管电缆·支线和入户电缆选用寿命长高性能屏蔽性好的电缆（2）分支分配器室内分支分配器都采用1GHz、后盖焊接式、高屏蔽的器件，其外壳应一体化设计，保证屏蔽大于100dB。（3）电缆连接头——提供90dB屏蔽能力·室外电缆接头采用针型头·室内电缆接头采用内螺纹接头或六角型压接式接头·不可用卡环式简单接头（4）用户终端盒及连接电缆·用户盒应采用双向高屏蔽终端盒，提供大于90dB屏蔽能力·连接电缆建议采用四屏蔽电缆1292、线路设备选择1、上行设备包含上行光发射机、光接收机、上行延放、分配放大器，应按上行设计要求的指标进行选择。2、通常上行光发/收机选用带宽≥200MHz的模块，上行光发射模块选输入电平高的模块，比如输入电平45dBmV的模块。反向放大模块（延放）增益21dB，分配放大器增益26dB模块。3、安装时采用专用工具、规范操作。4、接地应严格按照相关国家标准执行。5、双向网需要采用不间断电源供电。1306、正、反向电平设置和调整131（1）正向电平正向电平指用户入户电平，建议电平为69±3dBμV（A点）正向电视端（V端口）电平为65±3dBμV。正向数据信号电平设置：以CableModem为例，Motorola