第三章高频谐振放大器

第三章高频谐振放大器第一节高频小信号放大器第二节高频功率放大器的原理与特性第三节高频功放的高频特性第四节高频功率放大器的实际线路第五节高频功放、功率合成与射频模块放大器本节重点：高频小信号谐振放大器的工作原理及性能指标计算。难点：谐振放大器的性能分析。第三章高频谐振放大器第一节高频小信号放大器第一节高频小信号放大器高频小信号谐振放大器的功用就是放大各种无线电设备中的高频小信号，以便作进一步的变换和处理。高频小信号放大器按频带宽度可以分为窄带放大器和宽带放大器。按有源器件可以分为以分立元件为主的高频放大器和以集成电路为主的集中选频放大器。对高频小信号放大器的主要要求是：

⑴增益要高。⑵频率选择性要好。⑶噪声系数NF要小。⑷工作稳定可靠。第一节高频小信号放大器一、高频小信号放大器的工作原理高频小信号谐振放大器实际线路

UCC第一节高频小信号放大器高频小信号谐振放大器交流等效电路

12345物理模型等效电路：混合p参数等效电路。网络参数等效电路：Y参数等效电路。晶体管的高频小信号等效电路主要有两种表示方法：混合π型等效电路是从模拟晶体管的物理结构出发，用集中参数元件r，C和受控源表示晶体管内的复杂关系。Y参数等效电路是从测量和使用的角度出发，把晶体管看作一个有源线性四端网络，用一组网络参数来构成其等效电路1．晶体管的高频等效电路二、放大器性能分析Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’eeb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’e1．晶体管的高频等效电路二、放大器性能分析*混合π等效电路注意：C

b’c和rbb’的存在对晶体管的高频运用是十分不利的。

Cb’c将输出交流电流反馈到输入端，可能会引起放大器自激。

rbb’在共基电路中会引起高频负载反馈，降低晶体管的β。图3-2(a)晶体三极管混

等效电路

Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e频率较高时，Cbc的容抗较小，可它并联的电阻rbc较大，相比之下rbc可以忽略。简化后的等效电路为：′′′*Y参数等效电路混合π型等效电路的优点是：各元件参数物理意义明确，在较宽的频带内这些元件值基本上与频率无关。缺点是，随着器件不同有不少的差别，分析和测量不便。因此，混合π型等效电路比较适合宽频带放大器。它的优点导出的表达式具有普遍意义，分析和测量方便；缺点是网络参数与频率有关。但由于高频小信号谐振放大器的频带较窄，一般只需在工作频率f0上进行参数计算。故分析高频小信号谐振放大器时采用Y参数等效电路是合适的。图(a)将共发接法的晶体管等效为有源线性四端网络。图中表示晶体管输入和输出电压，为其对应电流。以为自变量，为因变量，则描述它们之间的关系的线性方程为：be+-ce+-+-+-图（a）图（b）coebfeccrebiebUYUYIUYUYI&&&&&&+=+=cbII&&和cbUU&&，cbUU&&，cbII&&和导纳输入交流短路时的输出

|0==bUccoeUIY&&&传输导纳输入交流短路时的反向

|0==bUcbreUIY&&&传输导纳输出交流短路时的正向

|0==cUbcfeUIY&&&导纳输出交流短路时的输入

|0==cUbbieUIY&&&+-+-coebfeccrebiebUYUYIUYUYI&&&&&&+=+=图中信号源用电流源Is表示，Ys是电流源的内导纳，负载导纳为YL，它包括谐振回路的导纳和负载电阻RL的等效导纳。忽略管子内部的反馈，即令Yre=0，由图可得：′2、放大器的性能参数主要性能指标K0.1=9.95K0.1=9.95

上式说明,谐振时K与回路总电导g∑成反比，与晶体管正向传输导纳Yfe成正比。|Yfe|越大，|K|越大。负号表示输出电压与输入电压有180°的相位差。因为，Yfe本身是一个复数,也有一个相角Φfe因此与的相位差应为Φfe-180°。只有频率较低时Φfe=0,与相位差为-180°。oU&IU&oU&IU&

单调谐放大器的矩形系数远大于1，也就是说，它的谐振曲线和矩形相差甚远，选择性差，这是单调谐放大器的一大缺点。三、高频带谐振放大器的稳定性1、放大器的稳定性

以上我们在讨论谐振放大器时,都假定了反向传输导纳ｙre＝０,即晶体管单向工作,输入电压可以控制输出电流,而输出电压不影响输入。实际上ｙre≠0,即输出电压可以反馈到输入端,引起输入电流的变化,从而可能引起放大器工作不稳定。如果这个反馈足够大,且在相位上满足正反馈条件,则会出现自激振荡。

为了提高放大器的稳定性,通常从两个方面着手。一是从晶体管本身想办法,减小其反向传输导纳ｙre值。ｙre的大小主要取决于集电极与基极间的结电容Ｃb’c（由混合π型等效电路图可知,Ｃb’c跨接在输入、输出端之间）,所以制作晶体管时应尽量使其Ｃb’c减小,使反馈容抗增大,反馈作用减弱。2、提高放大器稳定性的方法二是从电路上设法消除晶体管的反向作用,使它单向化。具体方法有中和法与失配法。中和法通过在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路(中和电路)来抵消晶体管内部参数Yre的反馈作用。图3-5(a)中和电路原理电路

UCC中和条件为：n①中和法②失配法失配法通过增大负载导纳，进而增大总回路导纳，使输出电路失配，输出电压相应减小，对输入端的影响也就减小。失配法是用牺牲增益来换取电路的稳定。双栅场效应管高频放大器双栅场效应管也称为双栅MOS管。它是一个管子中有两个控制栅极。从结构上来看可以认为是两个单栅场效应管的共源-共栅级联，与共发共基放大器类似如右图所示。

在实际电路中，放大器外部的寄生反馈，均以电磁耦合的方式出现。电磁耦合的途径主要有：在电子设备中，接地是控制干扰的重要方法。如能将接地和屏蔽正确结合起来使用可解决大部分干扰问题。电容性耦合电感性耦合公共电阻耦合辐射耦合四、多级谐振放大器1、多级单调谐放大器

当单级放大器的增益不能满足要求时,即可采取多级放大器。其中每一级都调谐在同一个频率上，故多级级联单调谐放大器也称为同步谐振放大器。

总增益K0∑=K01K02K03……K0n

通频带越宽，每级的增益就越小，对于单级谐振放大器来说，增益和通频带的矛盾是一个严重问题，特别是对高增益宽频带的放大器来说，这个问题更为突出。后面将讨论的参差调谐放大器就是为了解决这个矛盾而提出的。n级相同的放大器级联时，它的谐振曲线等于各单级谐振曲线的乘积。2200])2(1[1mLnnffQAAD+=多级单调谐回路的谐振曲线四、多级谐振放大器1、多级单调谐放大器多级单调谐回路谐振放大器的通频带可推得

多级单调谐回路谐振放大器的矩形系数

根据矩形系数的定义令则得

可知，级数越多，矩形系数越小。LnnQff017.012)2(·-=D21])2(1[12200=D+=nLnnffQAAnnnrffK)2()2()(7.01.01.0DD=1.00=nnAA121100)(111.0--=nnnrKn级相同的放大器级联时，根据总通频带的定义知：表3-1多级单调谐放大器的带宽和矩形系数

从表上可以看出，当级数n增加时，总带宽将减小；矩形系数有所改善。但这种改善是有限度的，级数越多，K0.1变化越缓慢。即当n趋于无穷时,K0.1也只有2.56。和理想的矩形还有很大距离。级数n12345B∑/BI1.00.640.510.430.35K0.19.954.903.743.403.202、多级双调谐放大器采用多级双调谐放大器可以改变放大器的频率选择性。级数n1234B∑/BI1.00.80.710.66K0.13.152.161.91.8n级双调谐放大器级联时，总通带小于单级时的通频带。不过，n级级联时，双调谐放大器的频带缩小不如单调谐放大器那么厉害。双调谐放大器的优点是：频带宽，选择性好，缺点是：回路的结构比较复杂，调整比较因难。3、参差调谐放大器各级的调谐回路和调谐频率都彼此不同。目的是增加放大器的总带宽，同时又得到边沿陡峭的频率特性。K1K2K3K1，K2，K3xx-⊿⊿集成选频放大器由集中选频滤波器和集成宽带放大器构成。图(a)方案的不足是宽带放大器中可能产生新的干扰，若新产生干扰的频率恰在滤波器通频带内，则无法滤除。在图(b)方案中，滤波器的插入损耗会降低信噪比，因此需增加低噪声前置放大器。五、高频集成放大器第二节高频功率放大器的原理与特性

高频谐振功率放大器用于各种无线电发送设备中，对高频载波或高频已调波进行功率放大。工作状态：

A，B，AB，C；（甲、乙、甲乙、丙）D，E，S；（开关型）F，G，H；（特殊技术型）

目的：使电信号能够有效地进行远距离传输特点：高频、大信号、非线性工作要求：输出功率大、转换效率高窄带高频功率放大器：以谐振回路为负载，所以又称谐振功率放大器。宽带高频功率放大器：采用非选频性负载，如传输线变压器或其他宽带匹配电路。分析方法：折线法近似分析第二节高频功率放大器的原理与特性特点：1、NPN高频大功率晶体管，高fT；改变UBB可以改变放大器的工作类型；2、大信号激励：1—2V；3、发射结在一个周期内只有部分时间导通，iB、iC均为一系列高频脉冲；4、谐振回路作负载可以滤除高频脉冲电流iC中的谐波分量，同时实现阻抗匹配。

组成：BJT、LC谐振回路、输入回路、馈电电源UCCUBBiBiCuCEuBELCRubVT一、工作原理忽略高频效应----按照低频特性分析；忽略基区宽变效应----输出特性水平、平行、等间隔；忽略管子结电容、载流子基区渡跃时间；忽略穿透电流----截止区ICEO=0；分析与计算大大简化，但误差也大；理论分析与计算只是为电路参数的选择与调整提供依据与指导，实际电路工作时需要调整。uCE0ic输出特性uBE0ibU’BB输入特性转移特性uBE0icU’BB’gm特性曲线的折线化：分析方法以后将U’BB写成UD1、电流、电压波形：uBEibtUbmUBBUD-uBEibt-

-

icuBEict-

图解可见，iB和iC都是余弦脉冲，定义θ为导通角，三极管只在（－θ，θ）内导通，当θ<90o时，功率放大器工作于丙（C）类状态。tUubmbw,costUUubmBBBEwcos+==发射结电压为：越小越负越小或且，决定和、qqqqBBbmDBBbmbmBBDbmBBDUUUUUUUUUUU-=Þ=-coscosiCt-

0ic1Ic1mt0ucUcmt0tuCEUCC0Uc1m......2coscos210+++=tItIIiicccccww余弦脉冲展开为傅立叶级数：将

当iC流过LC谐振回路时，在回路两端产生电压uC。由于谐振回路的选频特性，uC中只有基波分量幅度最大，其它频率的信号电压幅度较小可以忽略。设RL——并联回路谐振时的等效负载电阻，包括BJT的输出电导和等效的R。tUUuUumcCCcCCcewcos-=-=RtItUuLmcmccwwcoscos11.==集电极输出电压为：iCt-

0ic1Ic1mt0ucUcmt0tuCEUCC0Uc1m

从图中可以看出，C类高频谐振功放由于选频作用，即使iC是不连续的脉冲电流，在谐振回路两端也会得到余弦电压。ic余弦脉冲的分解icicmax-/2-/2tIMIMcos其中0(θ)、1(θ)、…、n(θ)为谐波分解系数图中=Ic1m/Ic0=1(θ)/0(θ)为波形系，随减小而增大。/1/0=01230,1,2,32.01.00.50.40.30.20.10-0.0510305070901101301501700(θ)、1(θ)、2(θ)、3(θ)与θ的关系为：2、高频功放中的能量关系1）集电极输出功率：LmcLmcmcmc1RURIUIp212111212121===2）集电极电源提供功率：CCc0UIP0=3）集电极损耗功率：10cPPP-=为集电极电压利用系数＝式中CCmcUU1x4）集电极效率：CCmccmc01UUIIPP1012121xgh===5）对效率的影响电压利用系数=Uc1m/UCC≤1，

随而变化；乙类功放：=/2，=/2，max=/4=78.5%；丙类功放：</2，减小，提高，提高；但是很小时，提高不多，输出功率却降低很多。故通常选在65o~75o之间。2、高频功放中的能量关系6）放大器的激励功率：immbdUIP.=1217）功率放大倍数：1PPdPK=三点法作图：t=0，uBE=UBB+Ubm；uCE=UCC-Uc1m得到A点t=/2，uBE=UBB；uCE=UCC得到Q点t=，uBE=UBB-Uim<0---iC=0；uCE=UCC+Uc1m得到C点直线AQ与横轴交于B点AQC1、动态特性分析：iC、uBE和uCE的关系曲线，称动特性曲线——即交流负载线

UBE=UBB+UimUBE=UBBUCC二、高频功放的工作状态uCE0icUc1mB折线ABC即为谐振功率放大器的动态特性曲线斜率与RL和都有关2、高频功放的工作状态工作状态根据uBE=uBEmax，uCE=uCEmin时，动特性上瞬时工作点A的位置确定。A点在输出特性放大区----欠压状态A点在输出特性放大区和饱和区的临界点----临界状态A点在输出特性饱和区----过压状态uce0iciCuBEmax欠压和临界状态：iC是相同的余弦脉冲；但临界状态UC1m大；过压状态：iC中间凹陷；UC1m较临界略有增大。tuceUC10RL=RLcrRL增大RL减小t比较三种工作状态：（1）临界状态：P1最大；较高；最佳工作状态(对应最佳负载RLcr)；主要用于发射机末级。（2）过压状态：较高（弱过压状态最高)；负载阻抗变化时，UC1基本不变；用于发射机中间级（3）欠压状态：P1较小；较低；PC大；输出电压不够稳定；很少采用，基极调幅电路工作于此状态。三、高频功放的外部特性

当激励源（Ubm)、负载(RL)或直流电源(UBB、UCC)发生变化时，都会影响到功放的工作状态，改变输出功率与效率；另一方面可以通过调整这些外部参量来改变功率放大器的性能。将外部参量变化时对功率放大器工作状态及性能指标的影响称为外部特性，包括:负载特性----RL的影响放大特性----Ubm

的影响调制特性----UBB、UCC的影响1、负载特性UBB及Uim固定时，ic(IC0IC1)都确定；RL直接影响输出电压振幅:RL增大，UC1增大。欠压临界过压状态RLRecrIC1mUC1mIC0欠压过压RLRecr欠压过压P1P0PC其他参数不变RL变化时，临界状态下输出功率最大，输出电压和效率也接近最高。

2、振幅特性uce0icube以为例放大器的工作状态变化:欠压临界过压Ubm增大：uC1MIC1MIC0P0P1欠压临界过压欠压临界过压UimUim在欠压区，输出电压振幅UC1m与输入电压振幅Uim近似呈线性关系：可以实现对振幅变化信号的线性放大。在过压区，输出电压振幅UC1m近似呈现恒压特性，可以实现对振幅变化信号的限幅。（1）基极调制特性：UBB的影响uce0ic增大UBB：放大器的工作状态变化:欠压临界过压UBB增大如左图所示3、调制特性uC1mIC1mIC0欠压0临界过压UBBP0P1欠压0临界过压UBB在欠压区，输出电压振幅UC1m与UBB近似呈线性关系：用一输入信号（调制信号）代替UBB，可完成振幅调制----基极调幅。3、调制特性（2）集电极调制特性：UCC的影响uce0icUCC减小UCC：欠压临界过压状态UBBUbm不变：则ubemax、不变RL不变：则动特性斜率不变UCC改变：引起动特性平移UC1muce0UC1mIc1mIc0过压临界欠压过压临界欠压UCCUCCP1P0在过压区，输出电压振幅UC1与UCC近似呈线性关系：用一输入信号（调制信号）代替UCC，可完成振幅调制----集电极调幅。第三节高频功放的高频特性一、少子的渡越时间效应基区少子到达集电极所需的时间称为渡越时间。高频情况下，发射结刚刚由正偏变为反偏时，尚未到达集电极的少子会返回发射区，从而形成反向集电极电流，使集电极电流的波形出现失真、幅度下降，输出功率也相应减小。二、非线性电抗效应（略）三、发射极引线电感的影响

在高频大功率情况下，引线电感上的电压降将会影响放大器的输出功率。四、饱和管压降的影响

在高频情况下，因趋肤效应，三极管的体电阻将增大，从而使饱和管压降增大，管耗增大，放大器的效率降低。

第四节高频功率放大器的实际电路馈电电源的连接方式：集电极馈电：串连馈电（三极管、负载回路和直流电源串连）并联馈电（三部分并联）基极馈电：串连馈电并联馈电基本原则：使交、直流信号有各自正常的通路，相互间的影响尽可能的小，且要减小不必要的功率损耗。组成：高频功放的输入、输出端管外电路均由直流馈电线路和匹配电路两部分组成。一、直流馈电电路1、集电极馈电uCE=UCC-Uc1mcosωt(b)并联馈电电路UCCLBCBCB1LCVT(a)串联馈电电路UCCLBCBLCVT直流通路UCCLBLVT交流通路LBLCVT××CB直流通路UCCLBVT交流通路LCVT分布电容影响小；但LC处于直流高电位上，网络元件安装不方便。LC处于直流地电位上，网络元件安装方便；但分布参数直接影响网络的调协。2、基极馈电uBE=UBB+Ubmcosωt丙类功放的基极偏置电压UBB为负偏压，实际电路中常采用自给偏压的方法来产生UBB从而省去一个直流源。优点：能自动维持放大器的稳定性。有利于稳定输出电压，但对于要求具有线性放大特性的放大器来说则不利。(a)射极自给偏压CBVTRe(b)并联馈电电路CBVTUR1R2CBLBVT自给偏压电路例3-2:改错*第一级输入交流信号将流过直流电源，应加扼流圈和滤波电容*第一级直流电源被输入互感耦合回路的电感短路，就加隔直电容*第一级输出的交流将流过直流电源，应加扼流圈；交流另加旁路*第二级输出的交流将流过直流电源，应加扼流圈和滤波电容*第二级的直流电源将被输出回路的电感短路，应加隔直电容*第二级基极回路没有直流通路，应加一扼流圈二输出匹配网络输入回路RsRLRiReIs输出回路匹配网络的作用：（1）在输入端：实现信号源输出阻抗与放大器输入阻抗的匹配，以获得最大的激励功率；（2）在输出端：将外界的负载电阻RL变换为放大器所需的最佳负载电阻Re，以保证输出功率最大；还应具有较好的滤波能力；（3）传输效率尽可能高，损耗尽可能小。实现方法：LC匹配网络和耦合回路概述串、并联阻抗变换RsXsXpRp转换前后电抗值Xs和Xp相差很小，但转换前后并联电阻Rp>串联电阻Rs。1、LC匹配网络1>>==PPSSXRRXQ连接方式：L型、Π型和Т型三种图（a）中求得:（只适于RP<RL的情况）RLReC(Xp)LRPC'(Xs)L(a)1)、L型网络①高阻抗变低阻抗电路（L-1型）QRXRQXLPPs=.=,()21QRRLP+=可以用以下关系依次确定Q、C和L

Q=w0L/RP=w0CRL1-=PLRRQ图（b）中求得：（只适于Re>RL的情况）RLRPCL(Xs)ReCL'(Xp)(b)LsPpRQXQRX.==,1)、L型网络②低阻抗变高阻抗电路（L-Ⅱ型）Q=w0L/RL=w0CRP1-=LPRRQ()21QRRLP+=

例：设计一L型匹配网络，天线（负载）端电阻R2=10Ω，要求f0=5MHz，功放临界电阻RLcr=100Ω。解：应采用低阻抗变高阻抗电路（L-Ⅱ型）。

2）Π型和Т型网络对于L型滤波匹配网络，当RL与RP相差不大时，电路的选择性会很差。T型、π型滤波匹配网络均由两级L型电路组成，一级使阻抗变大（Q较大），另一级使阻抗变小（Q较大）。Cb为隔直电容C1、L1和C2构成π型匹配网络L2用于抵消天线的容抗集电极采用的是并联馈电方式2.耦合回路为了将负载阻抗变换为放大器所需的最佳负载RP，减小结电容对选频回路谐振频率的影响，有时采用变压器进行阻抗变换。右图所示为课本原理电路图3-1选频回路的交流通道，应有UC1m=p1Uom/p2三推挽连接线路高频功率放大器采用推挽线路的目的提高输出功率线性功率放大晶体管工作状态：B（乙）类位置输出级中间级C1C245pFCcC3C410pFLb280HL1L2VT505017pF16H0.01F97H16pFUCC(28V)LB280H四高频功率放大器的实际电路第五节高频功放、功率合成与射频模块放大器

一、D类高频功率放大器

在C（丙）类高频功放中，提高集电极效率是靠减小集电极电流的导通角实现的，但这样同时会减小输出功率。D（丁）类功率放大器的晶体管工作于开关状态，管子导通时进入饱和区，器件内阻接近于0，截止时电流为0，这样可以使集电极功耗大为减小，效率大大提高。丁类功放分为电流开关型和电压开关型两种电路。D类高频功放中两只三极管工作在互补开关方式UCCVT1VT2A

L0C0RLuLiC1iL(a)

uAiC2CctiC1uAuLiC2(b)

ttt

两个同型的三极管VT1、VT2相串联，输入变压器为VT1、VT2提供相位相反的驱动电压，使两管交替饱和导通，A点处的电压为方波，振幅为1、电压开关型D类放大器cesCCLmUUU-=

相应的电流电压波形如图（b）所示。负载电阻RL与L0、C0构成高Q串联谐振回路，当它调谐于输入信号频率时，在负载上得到电压uA的基波分量，实现高频放大的目的。UCCVT1VT2A

L0C0RLuLiC1iL(a)

uAiC2CctiC1uAuLiC2(b)

ttt1、电压开关型D类放大器基波电流振幅：输出功率：

通过电源的平均电流分量：

电源供给功率：

理想情况下，两管集电极损耗均为零，效率可达100%。若考虑饱和压降不为0。实际工作中，三极管在饱和、截止之间的转换需要一定的时间，uA不是理想方波，而是存在着上升沿和下降沿，转换期间存在一定的电压和电流，使管耗增加，效率降低，所以应选择开关时间短的高频开关三极管或无电荷存储效应的VMOS场效应管，并减小电路中的分布电容。coCC0IUP=1、电压开关型D类放大器2、电流开关型D类放大器

电流型D类功放采用RLC并联选频电路（f0=fi），选频电路的输入信号是方波电流，uC为正弦波。忽略扼流圈的直流电阻，则二、E类高频功率放大器D类放大器是由两管组成的，而E类是由单管工作于开关状态。它是通过选取适当的负载网络参数，以便它的瞬态响应最佳。对功率合成器的要求是：（1）如果每个放大器的输出幅度相等，供给匹配负载的额定功率均为，放大器在负载上的总功率应为。（2）合成器的输入端应彼此相互隔离，其中任何一个功率放大器损坏或出现故障时，对其他放大器助工作状态不发生影响。三、功率合成器3）当一个或数个放大器损坏时，要求负载上的功率下降要尽可能的小。4）满足宽频带工作要求。在一定通带范围内，功率输出要平稳，幅度及相位变化不能太大，同时保证阻抗匹配要求。1W

4W

11W

5W

11W

10W

5W

11W

5W

5W

11W

11W

11W

5W

19W

40W

35W

19W

10W

10W

10W

10W

5W

11W

三、功率合成器1、功率合成器的组成

在高频功率放大器中，当需要的输出功率超过单个电子器件所能输出的功率时，可以将多个电子器件的输出功率叠加起来，这就是功率合成技术。

下图是一个输出功率为35W的功率合成器的组成框图，三角形代表功率放大器，菱形代表功率分配或合成网络。A

DCBRARBRCRD(a)

A

DCBRARBRDRC(b)

利用1：4传输线变压器组成的混合网络，可以实现功率合成与分配的功能，其基本电路如图（a）所示。混合网络有A、B、C、D四个端点，为了满足网络匹配的条件，取RA=RB=ZC=R，RC=ZC/2=R/2，RD=2ZC=2R，其中ZC是传输线变压器的特性阻抗。在此基础上，利用A、B、C、D四个端点适当连接，可以实现功率合成与功率分配，图（b）为变压器形式的等效电路。2、功率合成与分配单元如下图所示，将A、B两端点分别接入两个功率放大器的输出端，若两个输出电压为：RARBRCRDA

DCBII2I2I1I1I2I1US1US22U

U

U

根据传输线变压器两线圈中的电流大小相等，方向相反的原则在图中表示出各个电流的流向。由于电路的对称性，从A点流出的电流IA与B点流入的电流IB相等。在A点在B点

RD上获得功率为

而A、B两端每边的输出功率为

RD上获得的功率等于A、B两端输出功率之和，而RC上没有消耗功率，每个信号源的等效负载电阻为RARBRCRDA

DCBII2I2I1I1I2I1US1US22U

U

U

2、功率合成与分配单元同相激励合成网络下所示是一个同相激励功率合成器。由图可见，A、B两端加以同相激励电压。同相激励功率合成器2、功率合成与分配单元通常上二式相减，得RC上获得功率为因为RA＝RB＝R，每一功率源送给负载的功率为RIRIPACAC222)2(==1IIIBA==02=DI因此，可得

由此可见，当A、B两端为同相激励时，C端RC上获得功率为

D端无功率输出。

同理，当其中一个激励信号源为零时，单一输入的激励功率将在RC和RD上平分功率。非激励端则无输出，即A、B两点互相隔离。BAPP+功率分配网络

最常见的功率分配网络是功率二分配器。这种分配网络有两个负载端。当信号源向网络输入功率为P时，每一负载上获得的功率为P/2。右图是功率二分配器的原理图。图中传输线变压器的阻抗变比为4:1。在C端与地之间接入内阻为RC的信号源。两个负载RA、RB分别接在A端、B端和地之间。在A端和B端之间还接人一个电阻RD。这个电阻称为平衡电阻。通常,,

根据传输线变压器的原理，当传输线为理想无损耗，且匹配时，流过两线圈中的电流大小应相等，且输入电压与输出电压相等。则AB两端电压UAB为在A点,在B点可以得出从而可知加在A点对地与B点对地的电压大小相等。RA和RB上获得的功率相等。ID=0DABCT2T3T4T5T6