数据采集与处理2

2.1概述2.2采样过程2.3采样定理2.4频率混淆及其消除的措施第2章模拟信号的数字化处理2.7量化与量化误差2.6模拟信号的采样控制方式

2.8编码2.1概述第

2

章模拟信号的数字化处理在数据采集系统中存在两种信号：①模拟信号—②数字信号—信号种类在开发数据采集系统时，首先遇到的问题：

如何把传感器测量到的模拟信号转换成数字信号？被采集物理量的电信号。计算机运算、处理的信息。2.1概述连续模拟信号转换成数字信号，经历了以下过程：①时间断续②数值断续过程量化编码信号转换过程如图2.1所示。x(t)xS(nTS)xq(nTS)x(n)2.1概述采样/保持量化编码计算机tx(t)txS(nTS)txq(nTS)x(n)n001011100010010011图2.1信号转换过程q2q3q4qTS2TS3TS…TS2TS3TS…2.2采样过程第

2

章模拟信号的数字化处理采样过程—一个连续的模拟信号x(t)，通过一个周期性开闭（周期为TS，开关闭合时间为τ）的采样开关K

之后，在开关输出端输出一串在时间上离散的脉冲信号xs(nTs)。采样过程如图2.2所示。2.2

采样过程图2.2中： xs(nTs)—0,TS,2TS—τ—TS—图2.2采样过程tx(t)x(t)KδTs(t)xS(nTS)txS(nTS)τTSTS2TS3TS…采样信号;采样时刻

采样时间；采样周期。应该指出，在实际应用中，τ<<TS。采样周期TS决定了采样信号的质量和数量：TS

↓，xs(nTs)↑，内存量↑；TS

↑，xs(nTs)↓，丢失的某些信息。因此，采样周期必须依据某个定理来选择。

2.2

采样过程不能无失真地恢复成原来的信号，出现误差。2.3采样定理1.采样定理

设有连续信号x(t)，其频谱X(f)，以采样周期TS采得的信号为xs(nTs)。如果频谱和采样周期满足下列条件：①频谱X(f)为有限频谱，即当时|f|≥fc，X(f)=0②TS≤或f

S

≥2fc第

2

章模拟信号的数字化处理2.3

采样定理则连续信号唯一确定。式中

n=０，±１，±２，……，

fc—信号的截止频率

采样定理指出：对一个频率在0～fc

内的连续信号进行采样，当采样频率为

fs≥2fc时，由采样信号

xs(nTs)能无失真地恢复为原来信号x(t)。2.采样定理中两个条件的物理意义⑴条件1的物理意义

模拟信号x(t)的频率范围是有限的，只包含低于fc

的频率部分。2.3

采样定理⑵条件2的物理意义

采样周期

Ts不能大于信号截止周期

Tc的一半。2.3

采样定理3.采样定理不适用的情况

一般来说，采样定理在时是不适用的。例如，设信号当时，其采样值为2.3

采样定理则有讨论：当φ=0，xs(nTs)=0，即采样值为零，无法恢复原来的模拟信号x(t)。2.3

采样定理xS(nTS)=Asin(πn+φ)

=A

(sin

πncos

φ+

cos

πnsin

φ)

=Acosπnsinφ

=A(-1)n

sinφ当0<|sinφ|<1时，

xs(nTs)的幅值均小于原模拟信号，出现失真。当|sinφ|=1时，

xs(nTs)=(-1)nA，它与原信号x(t)的幅值相同，但必须保证

φ=

π/2。

综上所述，只有在采样起始点严格地控制在φ=

π/2时，才能由采样信号xs(nTs)不失真地恢复出原模拟信号x(t)，然而这是难以做到的。结论：采样定理对于不适用的。2.3

采样定理2.3

采样定理采样定理（2）—带通信号的抽样2.3

采样定理例如：信号312KHz~552KHz，求fs2.3

采样定理2.4频率混淆与消除频混的措施1.频率混淆什么是频率混淆？频率混淆—模拟信号中的高频成分（）被叠加到低频成分（）上的现象。第

2

章模拟信号的数字化处理2.4

频率混淆与消除频混的措施频率混淆如图2.5所示。例如：某模拟信号中含有频率为900Hz，400Hz及100Hz的成分。若以

fs

=500Hz进行采样，此时Hz，Hz但Hz。

由图2.5可见，三种频率的曲线没有区别：对于100Hz的信号，采样后的信号波形能真实反映原信号。2.4

频率混淆与消除频混的措施对于400Hz和900Hz的信号，则采样后完全失真了，也变成了100Hz的信号。于是原来三种不同频率信号的采样值相互混淆了。不产生频率混淆现象的临界条件：fS=2fC2.消除频混为了减小频率混淆，通常可以采用两种方法：对于频域衰减较快的信号，减小TS。但是，TS

↓，内存占用量和计算量

↑。2.4

频率混淆与消除频混的措施对频域衰减较慢的信号，可在采样前，先用一截止频率为

fC

的滤波器对信号x(t)

低通滤波，滤除高频成分，然后再进行采样。这种方法既实用又简单。

实际上，由于信号频率都不是严格有限的，而且，实际使用的滤波器也都不具有理想滤波器在截止频率处的垂直截止特性，故不足以把稍高于截止频率的频率分量衰减掉。2.4

频率混淆与消除频混的措施在信号分析中，常把上述两种方法联合起来使用。表2.1典型物理量的经验采样周期值

被测物理量

采样周期(s)流量1～22.4

频率混淆与消除频混的措施压力液位温度成分3～56～810～1515～202.6模拟信号的采样控制方式1.模拟信号的采样控制方式⑴无条件采样特点：运行采样程序，立即采集数据，直到将一段时间内的模拟信号的采样点数据全部采完为止。优点：为无约束采样。第

2

章模拟信号的数字化处理2.6

模拟信号的采样控制方式缺点：不管信号是否准备好都采样，可能容易出错。①定时采样：②变步长采样：方法采样周期不变采样周期变化⑵条件采样

方法①查询方式②中断方式查询方式：CPU不断检查A／D转换状态，以确定程序执行流程。优点：硬件少，编程简单。缺点：占用较多CPU机时。中断方式：响应中断，暂停主程序，执行中断服务程序。优点：少占用CPU机时。缺点：要求硬件多，编程复杂。2.6

模拟信号的采样控制方式⑶直接存储器存取（DMA）方式特点：由硬件完成数据的传送操作。在DMA控制器控制下，数据直接在外部设备和存储器MEM之间进行传送，而不通过CPU和I／O，因而可大大提高数据的采集速率。2.6

模拟信号的采样控制方式外设I／OCPU内存DMA控制器图2-10DMA传送方式采样控制方式的分类归纳如下：无条件采样条件采样采样定时采样等点采样查询采样中断控制采样DMA方式采样2.6

模拟信号的采样控制方式2.采样控制方式的应用无条件采样：仅适于A／D转换快，且要求CPU与A／D转换器同时工作，使用时不方便。

中断方式：用于系统要同时采集数据和控制的场合。2.6

模拟信号的采样控制方式DMA方式：用于高速数据采集。查询方式：用于系统只采集几个模拟信号的场合。2.6

模拟信号的采样控制方式2.7量化与量化误差1.量化什么是″量化″？量化—采样信号的幅值与某个最小数量单位的一系列倍数比较，用最接近采样信号幅值的最小数量单位倍数来代替该幅值。

第

2

章模拟信号的数字化处理2.7

量化与量化误差最小数量单位—量化单位，用

q表示。量化单位定义：量化器满量程电压FSR

(FullScaleRange)与2n

的比值。即其中

n—量化器的位数。【例2.1】当FSR=10V，n=8时，q=39.1mV；当

FSR=10V，n=12时，q=2.44mV；当

FSR=10V，n=16时，q=0.15mV。由此可见：量化器的位数n↑，量化单位q↓。2.7

量化与量化误差2.量化方法日常生活中，在计算某个货物的价值时，对不到一分钱的剩余部分，一概忽略四舍五入处理方法类似地，A／D转换器也有两种量化方法。2.7

量化与量化误差只舍不入有舍有入量化方法1.″只舍不入″的量化如图2.12所示。2.7

量化与量化误差

将信号幅值轴分成若干层，各层之间的间隔均等于量化单位q。量化方法：信号幅值小于量化单位q倍数的部分，一律舍去。

2.7

量化与量化误差t0q2q3qxS(nTS)TS2TS3TS…...txq(nTS)0q2q3q...TS2TS3TS…(a)(b)图2.12“只舍不入”量化过程量化信号用xq(nTs)来表示：当

时，当

时，当时，．．．．．．2.″有舍有入″的量化如图2.13示。2.7

量化与量化误差量化方法：信号幅值小于的部分，舍去，大于或等于的部分，计入。2.7

量化与量化误差t0q2q3qxS(nTS)TS2TS3TS…...txq(nTS)0q2q3q...TS2TS3TS…(a)(b)图2.13“有舍有入”量化过程量化信号仍用xq(nTs)表示：当时，当时，当时，．．．．．．2.7

量化与量化误差【例2.2】设来自传感器的模拟信号的电压是在0～5V范围内变化，如图2.14(a)中虚线所示。现用1V，2V，3V，4V，5V（即量化单位1V）五个电平近似取代0～5V范围内变化的采样信号。2.7

量化与量化误差x(t)解：采用″有舍有入″的方法对采样信号进行量化。量化时按以下规律处理采样信号：2.7

量化与量化误差tUi图2.14量化实例00.511.522.533.544.55t1τTSt20.73.5t34.6t44.7t53.6t62.7(a)tUq12345t1t2t3t4t5t6(b)⑴电压值处于0.5～1.4V范围内的采样信号，都将电压值视为1V；⑵电压值处于1.5V～2.4V范围内的采样信号，则视为2V；⑶其它依次类推。结果：把原来幅值连续变化的采样信号，变成了幅值为有限序列的量化信号。2.7

量化与量化误差由以上讨论可知:量化信号的精度取决于所选的量化单位q。很显然：q↓，信号精度↑。量化始终存在着误差，这是因为量化是用近似值代替信号精确值的缘故。3.量化误差什么是″量化误差″？2.7

量化与量化误差量化误差—由量化引起的误差，记为e。即式中

xs(nTs)——采样信号；xq(nTs)——量化信号。量化误差的大小与所采用的量化方法有关。⑴″只舍不入″法引起的量化误差量化特性曲线与量化误差如图2.15所示。2.7

量化与量化误差由图可知：

量化误差只能是正误差。它可以取0～q

之间的任意值。2.7

量化与量化误差平均误差为式中，p(e)为概率密度函数，其概率分布见图2.17（a）。2.7

量化与量化误差由于平均误差不等于零，故称为有偏的。最大量化误差为量化误差的方差为2.7

量化与量化误差上式表明：xq(nTs)将包含噪声即使模拟信号x(t)为无噪声信号，经过量化器量化后，量化信号量化误差的标准差为2.″有舍有入″法引起的量化误差量化特性曲线与量化误差如图2.16所示。

2.7

量化与量化误差由图可知：量化误差有正有负它可以取之间的任意值。2.7

量化与量化误差平均误差为式中，p(e)为概率密度函数，其概率分布见图2.17（b）。2.7

量化与量化误差由于平均误差等于零，故称为无偏的。最大量化误差为量化误差的方差为2.7

量化与量化误差量化误差的标准差与″只舍不入″的情况相同：

由以上分析可知：

量化误差是一种原理性误差，它只能减小而无法完全消除。2.7

量化与量化误差两种量化方法的比较：″有舍有入″的方法好，这是因为，″有舍有入″法的最大量化误差只是″只舍不入″法1／2的。

目前大部分A／D转换器都是采用″有有舍有入″的量化方法。2.7

量化与量化误差3.量化误差对数据采集系统动态平滑性的影响

不考虑采样过程，只专注于研究模拟信号经过量化后的情况。如图2.18所示，其量化信号将呈阶梯形状。2.7

量化与量化误差图2.18模拟信号的量化噪声

2.7

量化与量化误差

由于量化误差e的大小取决于量化单位q

和模拟信号x(t)。当量化单位q与x(t)的电平相比足够小时，量化误差e可作为噪声考虑。比较图2.18中的（a）、（b）两种情况，可以发现：⑴对于相同的模拟信号A／D转换器位数n↓，q↑，噪声e峰—

峰值↑，噪声e变化的频率↓。2.7

量化与量化误差2.7

量化与量化误差A／D转换器位数n↑，q↓，则产生高频、小振幅的量化噪声。⑵对相同的量化单位q信号变化↓，量化噪声的变化频率↓；信号变化↑，量化噪声的变化频率↑。2.7

量化与量化误差总结以上情况，可得出以下结论：⑴模拟信号经过量化后，产生了跳跃状的量化噪声；⑵量化噪声的峰—峰值等于量化单位q；⑶量化噪声的变化频率取决于量化单位q

和模拟信号x(t)

的变化情况：

q↑，x(t)变化↓，噪声的频率↓。2.7

量化与量化误差由此可知，量化噪声的大小受A／D转换器位数的影响。4.量化误差（噪声）与量化器位数的关系量化误差可按一系列在之间的斜率不同的线性段处理，如图2.19所示。2.7

量化与量化误差设α为时间间隔-t1～t2内直线段的斜率：

te-q/2q/2-t1t2图2.19量化误差的线性化处理α2.7

量化与量化误差误差e=αt，则其方差为相应的量化信噪比为2.7

量化与量化误差∵∴或

式中

n——A／D转换器位数。2.7

量化与量化误差由式（2-29）可看出：位数每增加一位，信噪比将增加6dB。也就意味着量化误差减小。结论：增加A／D转换器的位数能减小量化误差。第

2

章模拟信号的数字化处理2.8编码

编码—将量化信号的电平用数字代码来表示。单极性信号，电压从0V～+xV变化；双极性信号，电压从-xV～+xV变化。2.8编码

单极性二进制码二进制码类型双极性二进制码1.单极性编码单极性编码的方式有以下几种：⑴二进制码

在数据转换中，经常使用的是二进制分数码。2.8编码

在这种码制中，一个（十进制）数的量化电平可表示为式中：第1位（MSB）的权是

，第2位的，......，第n位（LSB）的权权是是2.8编码

ai或为0或为1，n是位数。数D的值就是所有非0位的值与它的权的积累加的和。【例2.3】设有一个D／A转换器，输入二进制数码为：110101，基准电压

UREF=FSR=10V，求UOUT=?解：根据式（2-30）可得2.8编码

则注意：由于二进制数码的位数n是有限的，即使二进制数码的各位

ai=1(i=1，2，……，n)。最大输出电压Umax也不与FSR相等，而是差一个量化单位q，可用下式确定：2.8编码

例如：Umax=111111111111=+9.9976VUmin=000000000000=0.0000V对于一个工作电压是0V～+10V的12位单极性转换器而言：2.8编码

表2.38位单极性二进制码与满量程的关系

标度

满量程电压(+10V)

二进制数码

高4位低4位

+FSR-1LSB+3/4FSR+1/2

FSR+1/4FSR+1LSB0

+9.96+7.50+5.00+2.50+0.040.00

1111111111000000100000000100000000000001000000002.8编码

2.二—十进制（BCD）编码

在BCD编码中，用一组4位二进制码来表示一位0～9的十进制数字。例如，一个电压按8421（即23222120)进行BCD编码，则有2.8编码

表2.43位十进制数字的BCD编码表

标度

电压(V)

BCD码

+FSR-1LSB+3/4

FSR+1/2FSR+1/4FSR+1/8FSR+1LSB0

+9.99+7.50+5.00+2.50+1.25+0.01+0.00

1001100110010111010100000101000000000010010100000001001001010000000000010000000000002.8编码

表2.5十进制数与二进制码、二-十进制码的对应关系

十进制数

二进制码

二-十进制码8-4-2-1

1514131211109876543210

1111111011011100

1011

1010

1001

1000

0111

0110010101000011001000010000

00010101000101000001001100010010000100010001000010011000011101100101010000110010

0001

00002.8编码

2.双极性编码⑴符号—数值码特点：最高位为符号位：″0″表示正；″1″表示负，其它各位是数值位。

优点：信号在零的附近变动1LSB时，数值码只有最低位改变，这意味着不会产生严重的瞬态效应。2.8编码

缺点：①有两个码表示零0+为00000-为1000。②转换器电路比其它双极性码复杂，其造价也较昂贵。2.8编码

2.偏移二进制码

特点：其代码完全按照二进制码的方式变化，不同之处，只是代码简单地用满量程值加以偏移。以4位二进制码为例，代码的偏移情况如下：

代码为″0000″时，表示模拟负满量程值，即-FSR。2.8编码

代码为1000时，表示模拟零，即模拟零电压对应于2n-1。代码为″1111″时，表示模拟正满量程值减1LSB，即以上偏移情况可以用表达式概括如下：2.8编码

例：对于一个满量程电压是－10V～+10V的12位偏移二进制转换器而言，2.8编码

Umax=111111111111=+9.9951VUmid=100000000000=0.0000VUmin=000000000000=－10.0000V优点：缺点：容易实现，还很容易变换成补码。在零点附近发生主码跃迁。2.8编码

3.补码补码的构成方法：

方法1：补码符号位与偏移二进制码的符号位相反，而数值部分则相同。

方法2：正数的补码就是二进制码；负数的补码是先把相应正数的二进制码所有位取反，然后，在最低位加1。例如补码的优、缺点与偏移二进制码相同。2.8编码

1)单极性不归零(NRZ)码1：正电平0：零电平在表示一个码元时，电压均无需回到零，故称不归零码0

1

0

1

1

0

0

1

单极性码它有如下特点：(1)发送能量大，有利于提高接收端信噪比(2)在信道上占用频带较窄(3)有直流分量，将导致信号的失真与畸变；且由于直流分量的存在，无法使用一些交流耦合的线路和设备(4)不能直接提取位同步信息(5)接收单极性NRZ码的判决电平应取“1”码电平的一半2）双极性不归零(NRZ)码1：正电平0：负电平0

1

0

1

1

0

0

1

双极性码其特点除与单极性NRZ码特点(1)、(2)、(4)相同外，还有以下特点：从统计平均角度来看，“1”和“0”数目各占一半时无直流分量，但当“1”和“0”出现概率不相等时，仍有直流成份(2)接收端判决门限为0，容易设置并且稳定，因此抗干扰能力强(3)可以在电缆等无接地线上传输0

1

0

1

1

0

0

1

3)单极性归零(RZ)码1：发送1个宽度小于码元持续时间的归零脉冲0：不发送脉冲其特征是所用脉冲宽度比码元宽度窄，即还没有到一个码元终止时刻就回到零值，因此，称其为单极性归零码脉冲宽度τ与码元宽度Tb之比τ/Tb叫占空比单极性RZ码与单极性NRZ码比较，除仍具有单极性码的一般缺点外，主要优点是可以直接提取同步信号此优点虽不意味着单极性归零码能广泛应用到信道上传输，但它却是其它码型提取同步信号需采用的一个过渡码型。即它是适合信道传输的，但不能直接提取同步信号的码型，可先变为单极性归零码，再提取同步信号

4）双极性归零(RZ)码1：正脉冲0：负脉冲相邻脉冲间必有零电平区域存在0

1

0

1

1

0

0

1

在接收端根据接收波形归于零电平便知道1比特信息已接收完毕，以便准备下一比特信息的接收所以，在发送端不必按一定的周期发送信息可以认为正负脉冲前沿起了启动信号的作用，后沿起了终止信号的作用,因此，可以经常保持正确的比特同步此外，双极性归零码也具有双极性不归零码的抗干扰能力强及码中不含直流成分的优点双极性归零码得到了比较广泛的应用

5）差分码对0差分码：利用相邻前后码元电平极性改变表示“0”，不变表示“1”对1差分码：利用相邻前后码元极性改变表示“1”，不变表示“0”0

1

0

1

1

0

0

1

特点：即使接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确地进行判决

6)交替极性(AMI)码双极方式码、平衡对称码、信号交替反转码0：零电平1：交替的正、负电平0

1

0

1

1

0

0

1

这种码型实际上把二进制脉冲序列变为三电平的符号序列

(故叫伪三元序列)其优点如下：

(1)在“1”、“0”码不等概率情况下，也无直流成分，且零频附近低频分量小。因此，对具有变压器或其他交流耦合的传输信道来说，不易受隔直特性影响(2)若接收端收到的码元极性与发送端完全相反，也能正确判决(3)只要进行全波整流就可以变为单极性码。如果交替极性码是归零的，变为单极性归零码后就可提取同步信息。北美系列的一、二、三次群接口码均使用经扰码后的AMI码

7)三阶高密度双极性(HDB3)码

AMI码有一个很大的缺点：连“0”码过多时提取定时信号困难这是因为在连“0”时AMI输出均为零电平，连“0”码这段时间内无法提取同步信号，而前面非连“0”码时提取的位同步信号又不能保持足够的时间HDB3码就是一系列高密度双极性码(HDB1、HDB2、HDB3等)中最重要的一种编码原理：先把消息变成AMI码，然后检查AMI的连“0”情况，当无3个以上连“0”串时，则这时的AMI码就是HDB3码当出现4个或4个以上连“0”情况，则将每4个连“0”小段的第4个“0”变换成“１”码这个由“0”码改变来的“１”码称为破坏脉冲(符号)，用符号V表示，而原来的二进制码元序列中所有的“１”码称为信码，用符号B表示。下面(a)、(b)、(c)分别表示一个二进制码元序列、相应的AMI码以及信码B和破坏脉冲V的位置(a)代码：01000011000001010(b)AMI码：0+10

0

00-1

+1

000

0

0-10

+1

0(c)B和V：0B000VBB000V0B0B0(d)B′：

0B+0

0

0V+B-

B+

B`-

00

V-

0B+0

B-0(e)HDB3：0+1000+1–1+1-100-10+10-10

(a)代码：00000011000001010(b)AMI码：000

0

00+1

-1

000

0

0+10

-1

0(c)B和V：000V00BB000V0B0B0(d)B′：

B`+0

0V+

0

0B-

B+

B`-

00

V-

0B+0

B-0(e)HDB3：+100+100–1+1-100-10+10-10

当信码序列中加入破坏脉冲以后，信码B和破坏脉冲V的正负必须满足如下两个条件：

(1)B码和V码各自都应始终保持极性交替变化的规律，以便确保编好的码中没有直流成分

(2)V码必须与前一个码(信码B)同极性，以便和正常的AMI码区分开来。如果这个条件得不到满足，那么应该在四个连“0”码的第一个“0”码位置上加一个与V码同极性的补信码，用符号B′表示。此时B码和B′码合起来保持条件(1)中信码极性交替变换的规律是否添加补信码B′还可根据如下规律来决定：当(c)中两个V码间的信码B的数目是偶数时，应该把后面的这个V码所表示的连“0”段中第一个“0”变为B′，其极性与前相邻B码极性相反，V码极性作相应变化如果两V码间的B码数目是奇数，就不要再加补信码B′了0

1

0

1

1

0

0

1

(a)代码：01011001(b)AMI码：0+10

-1

+100

-1(c)B和V：0B0BB00B(d)B′：

0B+0

B-

B+00

B-(e)HDB3：0+10–1+100–1在接收端译码时，由两个相邻同极性码找到V码，即同极性码中后面那个码就是V码由V码向前的第3个码如果不是“0”码，表明它是补信码B′把V码和B′码去掉后留下的全是信码把它全波整流后得到的是单极性码HDB3编码的步骤可归纳为以下几点：

(1)从信息码流中找出四连“0”，使四连“0”的最后一个“0”变为“V”(破坏码)

(2)使两个“V”之间保持奇数个信码B，如果不满足，使四连“0”的第一个“0”变为补信码B′，若满足，则无需变换

(3)使B连同B′按“+1”、“-1”交替变化，同时V也要按“+1”、“-1”规律交替变化，且要求V与它前面的相邻的B或者B′同极性其解码的步骤为：

(1)找V，从HDB3码中找出相邻两个同极性的码元，后一个码元必然是破坏码V

(2)找B′，V前面第三位码元如果为非零，则表明该码是补信码B′

(3)将V和B′还原为“0”，将其他码元进行全波整流,即将所有“+1”、“-1”均变为“1”，这个变换后的码流就是原信息码HDB3码的优点是：无直流成分，低频成分少，即使有长连“0”码时也能提取位同步信号缺点是：编译码电路比较复杂HDB3码是CCITT建议欧洲系列一、二、三次群的接口码型

8）PST码PST码是成对选择的三进码其编码过程是：先将二进制代码两两分组，然后再把每一码组编码成两个三进制数字(+、-、0)。因为两位三进制数字共有9种状态，故可灵活地选择其中的4种状态0+000-+0+++--0---+表4-1列出了其中一种使用最广的格式：代码：01001110101100PST码（以+模式开头）：0+-++-+0+0+--+PST码（以-模式开头）：0--++--0-0+--+

为防止PST码的直流漂移，当在一个码组中仅发送单个脉冲时，即二进制码为10或01，两个模式应交替变换；而当码组为00或11时，

+模式和-模式编码规律相同。

例如：

代码：01001110101100PST码（以+模式开头）：0+-++--0+0+--+PST码（以-模式开头）：0--++-+0-0+--+

PST码能提供足够的定时分量，且无直流成分，编码过程也较简单但这种码在识别时需要提供“分组”信息，即需要建立帧同步在某些高速远程传输系统中，lB／1T码的传输效率偏低为此可以将输入二进制码分成若干位一组，然后用较少位数的三元码来表示，以降低编码后的码速率，从而提高频带利用率4B／3T码型是lB／1T码型的改进型，它把4个二进制码变换成3个三元码显然，在相同的码速率下，4B／3T码的信息容量大于1B／

1T，因而可提高频带利用率4B／3T码适用于较高速率的数据传输系统，如高次群同轴电缆传输系统

9)双相（BiphaseCode）码数字分相码或曼彻斯特（Manchester）码它的特点：每个二进制代码分别用两个具有不同相位的二进制代码来取代0：用01表示1：用10表示0

1

0

1

1

0

0

1

该码的优点是无直流分量，