电子线路高频非线性部分52

第5章角度调制与解调电路5.2调频电路5.2.1调频电路概述5.2.2直接调频5.2.3张弛振荡电路实现直接调频5.2.4间接调频电路——调相电路5.2.5扩展最大频偏的方法5.2.1调频电路概述一、直接调频和间接调频1．直接调频(1)定义调制信号直接控制振荡器的振荡频率，使其不失真地反映调制信号的变化规律。(2)被控的振荡器种类①

LC、晶体振荡器(产生调频正弦波图5-2-2)；②

张弛振荡器(产生调频非正弦波，可通过滤波等方式将调频非正弦波变换为调频正弦波图5-2-3)。

2．间接调频(图5-2-4)(1)定义通过调相实现调频的方法。(2)方法由调频与调相的内在联系，将调制信号进行积分，用其值进行调相，便得到所需的调频信号。图5-2-1①正弦波振荡器产生角频率为

c的载波电压

Vmcosct，通过调相器后引入一个附加相移

(c)，即

vO(t)=Vmcos[ct+(c)]。②若附加相移受到

v(t)的积分值[k1]的控制，则输出的调制信号为vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]比较调频波的表达式输出为调频波。vO(t)=Vmcos[ct+kf]间接调频vO(t)=Vmcos[ct+kf]当

v(t)=Vmcost时，上式可表示为vO(t)=Vmcos(ct+Mfsin

t)vO(t)=Vmcos[ct+kpk1]式中，Mf

=

kp(k1Vm/)=m/，m=kpk1Vm

Mf：调频指数，与调制信号振幅Vm成正比。调相器：实现间接调频的关键，作用：产生受调制信号振幅Vm线性控制的附加相移(c)。优点：调相电路的实现比较灵活。二、调频电路的性能要求1．调频特性

(1)定义描述瞬时频率偏移f(=f-fc)随调制电压v

变化的特性。(2)特性

如图5-2-1所示。图5-2-1间接调频电路组成方框图(3)要求

在特定调制电压范围内是线性的。2．调频灵敏度(1)定义原点上的斜率

单位为

Hz/V，

SF越大，调制信号对瞬时频率的控制能力就越强。(2)要求当

v(t)=Vmcos

t时，画出的

f(t)

波形如图5-2-2所示。图中，fm即为调频信号的最大频偏。3．调频特性的非线性(1)中心频率偏离量若调频特性非线性，则由余弦调制电压产生的

f(t)为非余弦波形，它的傅里叶级数展开式为f(t)=

f0+

fm1cos

t+fm2cos2

t+式中，f0=f0–fc为

f(t)的平均分量，表示调频信号的中心频率由

fc偏离到

f0，称为中心频率偏离量。(2)非线性失真系数评价调频特性非线性的参数为

4．中心频率准确度和稳定度使接收机正常接收所必须满足的重要性能指标，否则，将造成信号失真，并干扰邻近电台信号。5.2.2直接调频正弦振荡器张弛振荡器实现方法一、工作原理及其性能分析

1．工作原理将可变电抗器件接入LC振荡回路中，其电容或电感量受调制信号控制，便可实现调频。

2．可变电抗器件的种类

②铁氧化磁芯绕制的线圈。电感可变器件，用在扫频仪中，改变通过附加线圈的电流可控制磁场的变化，使磁芯导磁率变化，从而改变主线圈的电感量。

①

驻极体话筒或电容式话筒。电容可变器件用于便携式调频发射机，将声波的强弱变化转换为电容量的变化。接入振荡回路当中，可得瞬时频率按讲话声音强弱变化的调频信号。

③

变容二极管。利用PN结反偏呈现的势垒电容而构成，应用最为广泛。优点：工作频率高、固有损耗小、使用方便。接入方法：全接入、部分接入1．变容二极管作为振荡回路总电容的直接调频电路(1)原理电路为

LC正弦振荡器中的谐振回路。

Cj：变容二极管的结电容，与

L共同构成振荡器的振荡回路(全接入)。振荡频率近似等于回路的谐振频率，即

osc

0=(2)性能分析①

归一化调频特性曲线方程已知变容二极管结电容的变容特性VB：PN结的内建电位差，Cj(0)：v=0时的结电容，n：变容指数，由PN结工艺结构定，在~6之间。变容二极管总电压

v=-(VQ+v

)，且|v

|

<VQ，代入(5-2-8)(5-2-8)式中，(5-2-9)式中，CjQ变容二极管在静态工作点Q上的结电容，x

为归一化的调制信号电压，其值恒小于1。将

Cj

代入

osc0=中，得(5-2-10)式中，为v

=0的振荡(载波)角频率，与

VQ有关。

(5-2-10)式(5-2-10)为归一化调频特性曲线方程，反映了振荡角频率

osc随

x(即

v)变化的关系式。②归一化调频特性曲线：指数

n不同，f/fc随x变化的曲线。f/fc

随

x

变化的曲线如图5-2-4所示，可见，除

n=2外，调频特性曲线均为非线性曲线。图5-2-4归一化调频特性曲线

所以，变容二极管作为振荡回路总电容，应选用

n=2的超突变结变容管。否则，调制器将出现非线性失真，或使中心频率偏离

c

值。③直接调频电路的性能

当

v(t)=Vmcos

t时，归一化调制信号电压其中，m=Vm/(VQ+VB)，若设

m足够小，可以忽略式(5-2-10)级数展开式中，x的三次方及其以上各次方项，则图5-2-4归一化调频特性曲线将代入，利用可求得调频波的：A．最大频偏B．中心频率偏移c的数值C．二次谐波分量的最大角频偏D．调频波的二次谐波失真系数E．中心角频率的相对偏离值

(3)讨论

①变容二极管选定，变容指数

n则定，增大

m可增大相对频偏，但同时增大了非线性失真系数

kf2和中心频率偏移c()故，最大相对频偏受

kf2和

c

的限制。在满足

kf2和c的条件下，提高

c可以增大调频波的最大角频偏值m。②当n=2时，c

=0，2m

=0，实现不失真调频。③变容二极管由PN结组成，其性能受温度影响较大，为减少影响，可采用部分接入电路。2．变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路

(1)原理电路变容二极管部分接入(Cj先和

C2串接，再和

C1并接)的振荡回路。

(2)性能分析回路总电容为代入，则相应的调频特性方程

(3)讨论若将回路总电容视作一个等效的变容二极管，则等效变容指数

n必将小于变容二极管指数，故为实现线性调频：①必须选用

n大于2的变容二极管。②

正确选择

C1和

C2的大小。

部分接入，结电容仅为回路总电容的一部分，对振荡频率的调变能力比全部接入低。图5-2-7由图：C2主要影响低频区的调制特性曲线图5-2-6图5-2-7C1主要影响高频区的调频特性线。部分接入，最大角频偏：式中p=(1+p1)(1+p2+p1p2)

p1=CjQ/C2，p2=C1/CjQ比较全部接入最大角频偏：可见，减小了1/p，而

p恒大于1。当CjQ一定时，C2越小，P1越大；C1越大，P2越大，其结果都使p值增大，因此m越小。二、电路组成控制电路的接入原则：既可将

VQ和

v

加到变容二极管上，实现控制作用，又不影响振荡器的正常工作。

L1：高频扼流圈，对高频开路，对直流和调制频率短路。

C2：高频滤波电容，对高频短路，对调制频率开路。C1：隔直电容。对高频短路，对调制频率开路，VQ和

v

可有效加到变容二极管上。①

对于高频，由于

L1开路、C2短路，因而是由

L和

Cj组成的振荡电路，不受控制电路影响。②

对于直流和调制频率，C1阻断，因而

VQ和

v

可有效地加到变容二极管上，不受振荡回路影响。

实际电路：变容二极管直接调频电路(1)中心频率为140MHz的变容二极管直接调频电路。图5-2-9140MHz变容管直接调频电路①T的直流偏置：双电源供电②振荡电路变容管全接入的电感三点式③D的直流偏置④调制信号接入型滤波(2)

中心频率为90MHz的直接调频电路图5-2-1190MHz直接调频电路及其高频通路①

Q点②

振荡电路：变容管部分接入、电容三点式③

变容管控制电路④

调制电路：v(t)

经47F隔直电容和47H高频扼流圈加到变容管上(3)

100MHz晶体振荡器的变容二极管直接调频电路图5-2-12晶体振荡器的变容管直接调频电路T1：音频放大器；T2：皮尔斯晶体振荡器谐振回路：调谐在三次谐波5.2.3张弛振荡电路实现直接调频用调制信号控制张弛振荡电路的充放电电流，便可改变电路的振荡频率，实现直接调频。载波为方波或三角波，经过滤波器或波形变换器变成调频正弦波。一、张弛振荡器直接调频电路

张弛振荡器直接调频电路如图

5-2-13

所示。

电路为射极耦合多谐振荡器。

T1，T2接成交叉耦合正反馈放大器。设起始状态：T1导通，T2截止。

VCC向电容C充电，充电电流为I0。vE1基本不变，vE2下降。

当

vE2=VCC-VD(on)1-VBE(on)

时：T2

导通，T1

截止。

电容反向充电，充电电流为

I0。vE2

基本不变，

vE1

下降。

当vE1=VCC-VD(on)2-VBE(on)时：T1导通，T2截止。

重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。

如果：VD(on)1=VD(on)2=VBE(on)，方波电压频率为用调制电压控制I0可以得到调频方波电压。

集成压控射极耦合多谐振荡器M1658如图5-2-14所示。

最高振荡频率155MHz。

T3~T6：交叉耦合正反馈放大器，其中T3，T4为射随器，起隔离、电平位移和改善波形作用。T7、T8、T14：差分放大器，防止T5、T6进入饱和区。

T11、T12：差分放大器偏置电流源的固定部分。

T9、T10：差分放大器偏置电流源的可变部分。

T15：射随器，输入调制电压，控制偏置电流源的可变部分。

④和⑤输出极性相反的方波电压。二、调频非正弦波转换为调频正弦波1．调频方波

参见图5-2-15。调频方波电压电压表达式

v(t)=VmK2(ct+Mfsin

t)有

得到调频方波的傅里叶级数展开式

通过中心频率为nc的带通滤波器，可取出其中n次谐波的调频正弦波。其载波角频率为nc，调频指数为nMf。

为保证调频波不失真，带通滤波器的带宽应大于所取频谱宽度，同时为避免频谱重叠，取式中，(BW)n+2

和(BW)n

分别为调频方波中(n+2)次和

n

次谐波分量所占据的有效频谱宽度。

参见图5-2-16。

重复以上过程，在集电极得到对称方波电压。

2．调频三角波

调频三角波如图5-2-17所示。三角波傅里叶级数展开式为：

单音调制时，令

调频三角波的傅里叶展开式为：通过带通滤波器可以取出载波角频率为nc调频指数为nMf的调频正弦波。

调频三角波还可以通过非线性变换网络变为调频正弦波。

将调频三角波变换为调频正弦波，可以采用图5-2-18(a)所示的非线性变换网络。

非线性变换网络一般由精密转折点电路近似实现。

当vi=vc时

采用上述电路，毋须滤除不需要的谐波分量，频率可在更宽的范围内调变。

张弛振荡器调频可以产生频偏大，调制线性好的调频波，电路便于集成化是目前广泛采用的直接调频电路。缺点是载波频率不能很高。5.2.4间接调频电路——调相电路调频方法：直接调频间接调频间接调频实现间接调频电路的关键：调相电路。图5-2-1实现方法：矢量合成法可变相移法可变时延法一、矢量合成法调相电路(1)原理单音调制时，调相信号的表达式为vO(t)=Vmcos(ct+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-Vmsinct

sin(Mpcos

t)vO(t)=Vmcos(ct+Mpcos

t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-Vmsinct

sin(Mpcos

t)当

Mp<(/12)，窄带调相时，cos(Mpcos

t)1，sin(Mpcos

t)

Mpcos

t，由此产生的误差小于3%。vO(t)=Vmcosct

cos(Mpcos

t)-Vmsinct

sin(Mpcos

t)

Vmcosct-VmMpcos

t

sinct近似由载波信号(Vmcosct)和双边带信号

(VmMpcos

tsin

ct)叠加而成。用矢量表示，两矢量相互正交，其中双边带信号矢量的长度按

VmMpcos

t的规律变化。(2)实现模型

(a)(b)图5-2-19矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理(a)实现模型(b)矢量合成原理

如图5-2-19所示，设

AM=1，原理上，这种方法只能不失真地产生

Mp<(/12)的窄带调相波。vo(t)

Vmcosct-VmMpcos

tsinct窄带调相波就是这两个正交矢量合成的产物，故称之为矢量合成法。二、可变相移法调相电路

1．实现原理

载波电压

Vmcosct通过可控相移网络[这个网络在

c上产生的相移

(c)受调制电压的控制]，且呈线性关系即

(c)=kpv(t)=Mpcos

t，其输出电压便为所需的调相波，即

vo(t)=Vmcos[ct+(c)]=

Vmcos(ct+Mpcost)2．实现方法——变容二极管调相电路(1)原理图图5-2-24可变时延法调相电路的实现模型

Cj(D)、L组成谐振回路，由角频为

c的电流源

iS(t)=Ismcosct激励；Re：回路的谐振电阻。图5-2-22(a)(b)(2)工作原理并联谐振回路，阻抗：其中：若加在变容二极管上的电压

v=-(VQ+v)=-(VQ+Vmcost)，相应的

Cj为

设

v

=0，Cj=CjQ，谐振回路的谐振角频率

0等于输入激励电流的角频率

c，即

0=c=1/，当加上

v，0将随

v

而变化，其值(参考式5-2-10)为图5-2-21(b)回路提供的相移

z()将随

v

即0而变化。因此，iS(t)在回路上产生的电压将是相位受

v

调变的调相信号。3．不失真调相的条件(1)对

m的限制将用幂级数展开忽略二次方小项式中可见，必为小值。(2)对Mp的限制根据正切函数特性，当时，tanz()

z()，由此引入的误差小于10%，工程上是允许的。因此当

=c时通常满足

0(t)<<

c，上式简化为式中，Mp=QenmMp应小于

/6。结论：不失真调相条件选用

n=2的变容二极管。限制

m为小值，保证

0(t)

不失真地反映

v。

限制

Mp小于

/6。4．实际电路(p278，图5-2-22)图5-2-22(a)实用电路(b)高频通路(c)调制频率通路

L、D：谐振回路。R1和

R2：隔离电阻隔离谐振回路输入和输出。

R4：隔离电阻，隔离变容二极管控制电路、偏压源(9V)、调制信号源。

C1、

C2、

C3：隔直耦合电容。R3、C4：高频波；音频积分若

C4取值较大，则

v

(t)在积分电路

R3C4中产生的电流

i(t)v(t)/R3，向电容

C4充电，故D上的调制信号电压若

v(t)=Vmcos

t，D上的调制信号电压这样，调相电路便转换为间接调频电路。三、可变时延法调相电路1．原理将载波电压通过可控时延网络，如图5-2-24所示。图5-2-24可变延时法调相电路的实现模型2．电路时延网络的输出电压为vo(t)=Vmcos[c(t-)]图5-2-24可变延时法调相电路的实现模型vo(t)=Vmcos[c(t-)]若

受调制信号线性控制，

=kdv

,则

vo(t)为所需的调相波。即

vo(t)=

Vmcos(ct-

ckd

v)=Vmcos(ct-Mpcos

t)式中，Mp=ckdVm，最大可达0.8。四、间接调频与直接调频电路性能上的差别调相电路能够提供的最大线性相移

Mp均受到调相特性非线性的限制，且其值都很小。对间接调频Mf=kp(k1Vm/)=m/(5-2-3)故

m=kpk1Vm，调相电路选定后，只与

Vm有关而与

c无关。间接调频限制的是绝对频偏

m。对