北京邮电大学微波实验报告

41/41信息与通信工程学院微波仿真试验报告班 级：姓 名：学 号：序 号： 日 期： 2013年6月9日目录试验二分支线匹配器3一,试验目的3二,试验原理3三,试验内容3四,试验步骤3单枝节匹配器3双枝节匹配器9五,试验结果分析14六,试验中遇到的问题和解决方法14试验三四分之一波长阻抗变换器15一,试验目的15二,试验原理15三,试验内容17四,试验步骤18五,试验结果分析29六,试验中遇到的问题及解决方法31试验六功率安排器32一,试验目的32二,试验原理32三,试验内容33四,试验步骤34五,试验结果分析41六,试验中遇到的问题和解决方法41试验心得与体会43试验二分支线匹配器一,试验目的1．驾驭支节匹配器的工作原理。2．驾驭微带线的基本概念和元件模型。3．驾驭微带分支线匹配器的设计与仿真。二,试验原理支节匹配器是在主传输线上并联适当的电纳（或者串联适当的电抗），用附加的反射来抵消主传输线上原来的反射波，以达到匹配的目的。单支节匹配器，调谐时主要有两个可调参量：距离d和由并联开路或短路短截线供应的电纳。匹配的基本思想是选择d，使其在距离负载d处向主线看去的导纳Y是Y0+jB形式。然后，此短截线的电纳选择为-jB，依据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。双支节匹配器，通过增加一个支节，改进了单支节匹配器须要调整支节位置的不足，只需调整两个分支线长度，就能够达到匹配（但是双支节匹配不是对随意负载阻抗都能匹配的，即存在一个不能得到匹配的禁区）。三,试验内容已知：输入阻抗=75Ω负载阻抗=（64+j35）Ω特性阻抗=75Ω介质基片=2.55，H=1mm，导体厚度T远小于介质基片厚度H。假定负载在2GHz时实现匹配，利用图解法设计微带线单支节和双支节匹配网络，假设双支节网络分支线与负载的距离，两分支线之间的距离为。画出几种可能的电路图并且比较输入端反射系数幅值从1.8GHz至2.2GHz的变化。四,试验步骤单枝节匹配器1．建立新项目，确定项目中心频率为2GHz。依据试验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUTEQUATION。如下图所示。其中参数说明如下：zl：负载阻抗z0：特征阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）zin：输入阻抗zin1：归一化输入阻抗Tin：输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）Rj：大圆Rp：1+jx圆R：负载阻抗处等反射系数圆2．将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳圆图上。如上图所示，Tin为归一化输入阻抗（圆心匹配点），T1为负载阻抗（图中最上方的点）。3．设计单枝节匹配网络，在图上确定分支线与负载的距离d以及分支线的长度l所对应的电长度，依据d和l的电长度,介质基片的,H,特性阻抗,频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。此处应当留意电长度和实际长度的联系（360对应二分之一波长）。如图，先从负载阻抗处沿等反射系数圆顺时针旋转至1+jx圆上。转过的电长度：[93.31-（-104.8）]/360*0.5=0.275d/=0.275然后由1+jx圆上沿电导圆旋转至阻抗匹配点，这时应读出电纳的变化值，如下图所示：可见电纳变化为0.528041。找出圆图上b=-0.528041的点，由圆图上的最左点（短路点）沿等反射系数圆顺时针旋转至该点，读出旋转的角度。如图，转过的电长度：（180-55.7）/360*0.5=0.173l/=0.173依据转过的角度和介质基片的,H,特性阻抗,频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图所示：4．画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，留意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。留意微带分支线处的不匀称性所引起的影响，选择适当的模型。5．负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.8—2.2GHz。原理图如下图所示：其中，MLSC代表单短截线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。6．添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。调谐之前测量结果如下图所示：7．调谐分支线的长度l以及与负载的距离d。只调整长度，范围为，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：双枝节匹配器1．建立新项目，确定项目中心频率为2GHz。依据试验内容中的要求计算出各参量，写入OUTPUTEQUATION。如下图所示。其中参数说明如下：参数说明：zl：负载阻抗z0：特征阻抗z1：归一化负载阻抗T1：负载处的反射系数（在圆图上即为负载阻抗）Tl：负载阻抗沿等反射系数圆顺时针旋转电长度后得到的阻抗zin：输入阻抗zin1：归一化输入阻抗Tin：输入阻抗对应的反射系数（在圆图上即为输入阻抗）Rj：大圆Rp：1+jx圆R：负载阻抗处等反射系数圆Rf：旋转/8后的协助圆Rd：过负载阻抗的电阻圆2．将归一化输入阻抗和负载阻抗所在位置分别标在Y-Smith导纳圆图上。如下图所示，归一化负载阻抗为T1，将其沿等反射系数圆顺时针旋转电长度后得到的阻抗为Tl。归一化输入阻抗等于0，位于圆图中心匹配点。3．设计双枝节匹配网络，在图上确定分支线的长度,所对应的电长度，用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图，先从Tl处（此Tl已是归一化负载阻抗T1沿等反射系数圆顺时针旋转电长度后得到的阻抗）沿等电导圆旋转至由1+jx圆逆时针旋转/8后得到的协助圆上。电导的变化值：Y1=1.98747-0.463125=1.524再将协助圆以及圆上的该点顺时针旋转/8，回到1+jx圆上。再从该点（图中最上方点）沿电导圆旋转到圆心阻抗匹配点。电导的变化值：Y2=0-(-2.17245)=2.17245将Y1和Y2对应的电导圆与大圆的交点在圆图上标出。从开路点沿等反射系数圆顺时针旋转至此二点，如下图所示，从图中可看出转过的角度分别为：113.4,130.6。依据转过的角度和介质基片的,H,特性阻抗,频率用TXLINE计算微带线物理长度和宽度。如图所示：4．画出原理图，在用微带线画出基本的原理图时，留意还要把衬底添加到图中，将各部分的参数填入。留意微带分支线处的不匀称性所引起的影响，选择适当的模型。5．负载阻抗选择电阻和电感串联的形式，连接各端口，完成原理图，并且将项目的频率改为1.8—2.2GHz。原理图如下图所示：其中，MLEF代表开路线，MLIN中ID=TL2者代表单短截线距负载的距离。双支节网络分支线与负载的距离，两分支线之间的距离为。6．添加矩形图，添加测量，点击分析，测量输入端的反射系数幅值。调谐之前测量结果如下图所示：7．调谐分支线的长度,。只调整长度，范围为，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：五,试验结果分析从试验中可以看出，调谐是电路设计的一个重要步骤。在调谐之前，由于在Smith圆图上标点时可能存在肯定误差等缘由，中心频率可能会有所偏移，双枝节匹配时偏移比较明显。调谐的缘由在于：理论和实际可能存在差距。在调谐过后，中心频率达到志向值，在实际中会有比较好的性能。六,试验中遇到的问题和解决方法1,这个试验包括单枝节和双枝节匹配两部分，设计方法和我们在做微波习题时所用方法相像。但是用的是导纳圆图。由于对期中以前的知识遗忘较多，而且原来对导纳圆图和阻抗原图之间的关系等等不熟识，刚开始时花费了许多时间研读试验教材,回想以前做题的步骤。而且由于疏忽，误以为圆图最左方点为开路点，第一次得出的图不正确。后来改正了错误（将开路线改为了短截线），得到了正确的结果。2,对于如何在圆图上画出负载阻抗点,输入阻抗点，开始时我直接画Rl,Rin，后来在老师的指导下明白了，史密斯圆图上的坐标是反射系数，要标阻抗点须要将其先转化成对应的反射系数。这样才正确地画出了各点。关于如何画反射系数圆,电阻圆等，也花了许多时间思索。不过正是在这个过程中，我们渐渐熟识了MicrowaveOffice的运用及微波电路设计方法。试验三四分之一波长阻抗变换器一,试验目的1．驾驭单节和多节四分之一波长变阻器的工作原理。2．了解单节和多节变阻器工作带宽与反射系数的关系。3．驾驭单节和多节四分之一波长变阻器的设计与仿真。二,试验原理1,单节四分之一波长阻抗变换器四分之一波长阻抗变换器是一种阻抗变换元件，它可用于负载阻抗或信号源内阻与传输线的匹配，以保证最大功率的传输；此外，在微带电路中，将两不同特性阻抗的微带线连接在一起时为了避开线间反射，也应在两者之间加四分之一波长变阻器。（1）负载阻抗为纯电阻假设主传输线特性阻抗为，但是,则可以在与主传输线之间接入一段特性阻抗为的四分之一波长的传输线，使得该线段输入参考面的输入阻抗与主传输线的特性阻抗相等。这样就实现了匹配。依据传输线理论得：。由于无耗传输线的特性阻抗,均为实数，所以四分之一波长变换器一般用来匹配电阻性负载。明显，线段只能对频率得到志向匹配。当频率变化时，匹配将被破坏，主传输线上的反射系数将增大。当时，主传输线在随意频率下反射系数的模为：（*）定义下列公式为变阻器的中心频率和相对带宽：式中，和分别为频带的上下边界，为中心频率，为相对带宽。假设为可容许的最大反射系数幅值，当时，，代入式*中得：（**）由于*式中的响应在中心频率处是对称的，变阻器的相对带宽近似变为：再将式**代入上式得：另外对应于频率（对应）的相位为：，因此也可表示为：=（2）负载阻抗为复数我们知道实现匹配之前线上会存在驻波。在电压波腹和波节位置的输入阻抗为纯电阻，他们分别是，，其中为驻波比。这时可以把电压波节处的输入阻抗作为等效负载阻抗，即：而将变换器接在电压波节位置（离负载处），也可把电压波腹的输入阻抗作为等效负载阻抗，求得而将变换器接在电压波腹处（离负载处）。2,多节四分之一波长阻抗变换器单节四分之一波长变阻器是一种简单而有用的电路，其缺点是频带太窄。为了获得较宽的频带，可以采纳双节或多节阻抗变换器。如下图所示，图中显示了N节阻抗变换器，为各节的特性阻抗，为负载阻抗，并假设，每节点长度均为，l为在中心频率处四分之一波长。设计多节四分之一波长变阻器时，通常采纳二项式（最平坦）相应和切比雪夫（等水纹）响应。两种设计方法都有各自的优缺点，二项式阻抗变换器具有最平坦的通带特性，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器相比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的水纹为代价而得到最佳带宽的。（1）二项式多节阻抗变换器二项式多节阻抗变换器的近似设计公式：式中，下面探讨二项式变阻器的带宽：（2）切比雪夫多节阻抗变换器切比雪夫阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的模随按切比雪夫多项式变化。附录6中给出了切比雪夫阻抗变换器的设计表格，其中R为阻抗比，，n为节数。留意表中给出的是驻波比，带内最大驻波比与反射系数的模的关系为：。当阻抗比和相对带宽肯定时，节数越多，带内最大的驻波比越小；同理当阻抗比R和带内最大的驻波比肯定时，变阻器的带宽越宽，所需节数越多。三,试验内容（1）已知：负载阻抗为纯电阻=150，中心频率=3，主传输线特性阻抗=50，介质基片=4.6，厚度H=1mm，最大反射系数模不应超过0.1，设计1,2,3节二项式变阻器以及3节切比雪夫阻抗变换器，在给定的反射系数条件下比较它们的工作带宽，要求用微带线形式实现。（2）已知负载阻抗为复数：=（85-j45），中心频率=3，主传输线特性阻抗=50，在电压驻波波腹或波节处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变阻器，微带线介质参数同上。四,试验步骤（1）对于纯电阻负载，依据已知条件，确定单节和多节传输线的特性阻抗及相对带宽。特性阻抗：单节：二节： 解得：三节： 解得：相对带宽：单节：二节：三节：（2）依据各节传输线的特性阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率），即，为对应频率处微带线的等效波长。计算结果如下：一节：Z0=50Z1=86.61ZLW5013.251.89986.6113.830.627915014.310.1029二节：Z0=50Z1=65.8Z2=113.96Z3=150ZLW5013.251.89965.813.551.153113.9614.10.28715014.310.1029三节：Z0=50Z1=57.36Z2=86.60Z3=130.75Z4=150ZLW5013.2541.896857.3613.41.494686.6013.830.628130.75150（3）对于复数负载，依据负载阻抗,特性阻抗，计算归一化负载阻抗和反射系数，将负载反射系数标在Smith圆图上，从负载点沿等驻波系数圆向源方向旋转，与Smith圆图左半实轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为，计算变换器的特性阻抗；向源方向旋转与Smith圆图右半实轴交点，即电压驻波波节处，旋转过的电长度为，计算变换器的特性阻抗。在OUTPUTEQUATION中输入以下公式：其中TL为负载反射系数，T为过此点的等反射系数圆。标在圆图上如下图所示。分别从负载处沿等反射系数圆旋转到电压波节和波腹点，即圆图最左和最右方的两个点。转过的电长度和对应的角度分别为：180-33.69=146.31,360-33.69=326.31。然后可以从下图中读出二者的归一化阻抗值（即实轴上两点的归一化阻抗），即我们现在要匹配的负载：反归一化得：=0.427*50=21.35=2.3368*50=116.84。利用R和，代入单节四分之一波长变换器的公式中，可得：（4）依据传输线的特性阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度，以及对应电长度为,的微带线长度。如上图所示，对于四分之一波长变换器，将算出的特性阻抗,和90度的电长度输入TXLINE中进行计算。对于电长度为,的微带线，将电长度,和50的特性阻抗输入TXLINE中进行计算。计算结果如下：电压驻波波节处的一组解：ZdegWL509032.67905073.155电压驻波波腹点处的一组解：ZdegWL509076.439050163.155(第一行为第一节微带线，只是为了供应与的接口；第二行为四分之一波长变换器，其电长度为90度，特性阻抗是依据公式计算所得；第三行为第三节微带线，目的是将复数负载转化为实数负载，因此电长度为在Smith圆图上转过的电长度，特性阻抗与传输线的特性阻抗相同。)（5）在MicrowaveOffice下完成单节变阻器,二项式多节变阻器原理图，要考虑微带线的不匀称性，选择适当的模型，如微带线阻抗跳变点处。如图所示，分别为单节,二项式二节,二项式三节变阻器,复数负载时的单节变阻器原理图：单节：二节二项式：三节二项式：单节复数负载：（6）在Proj下添加图，测量反射系数。分别测量结果如下（调谐前）：单节：二项式二节：二项式三节：单节复数负载：（7）调谐各微带线的长度。只调整长度，范围为，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率3GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：单节：二节二项式：三节二项式：复数负载：dB图：幅度图：（8）对于纯电阻负载，上述指标不变，采纳3节切比雪夫阻抗变换器重新设计上述阻抗变换器，利用求出带内容许的最大驻波比，查阅附录6，确定其相对带宽和特性阻抗。计算得阻抗比=3，==1.22。查带内驻波比和R与的关系表，得相对带宽为1。又依据与R查各节归一化特性阻抗表，得，，=2.400。反归一化得：，，。据传输线的特性阻抗，利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。得到的结果如下：ZWL5062.49486.6120150画出原理图如下：其中中间三段分别为,,。测量得反射系数随频率的变化如下：调谐各微带线的长度。只调整长度，范围为，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率3GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：五,试验结果分析在做完整个试验后，将原理图移到同一个工程中，并仿真，以便进行对比。所得结果如下图所示：原理图：测量结果（幅度图）：由图中可见，随着变阻器节数的增加，处带宽渐渐增加，与理论计算结果基本相同。比较二项式变阻器与切比雪夫阻抗变换器的通带特性可发觉，二项式阻抗变换器具有最平坦的通带特性，而工作带宽较切比雪夫变换器窄；与二项式阻抗变换器相比，切比雪夫阻抗变换器是以通带内的水纹为代价而得到最佳带宽的，因此带内平坦度不如二项式变阻器。测量结果dB图如下：六,试验中遇到的问题及解决方法1,这个试验包括的内容较多，做起来也有一点难度。例如负载为复数时的二项式变阻器，须要先将复数负载利用一段传输线转化为实数负载，刚开始时我就没有太明白。后来细致看书,与同学探讨后才理解了原理，在此基础上很快做出来了。2,第一次做时我分别建了多个工程，实现单节,二三节二项式,三节切比雪夫变阻器。后来发觉这样做不利于比较变阻器的带宽以及平坦特性等，因此将它们都挪到了一个原理图中，测量结果画在同一张图里。这样能够比较清晰地对结果进行分析比较。试验六功率安排器一,试验目的1．驾驭功率安排器的工作原理和分析方法。2．驾驭微带线功率安排器的设计与仿真。二,试验原理功分器是一种功率安排元件，它是将输入功率分成相等或不相等的几路功率，当然也可以将几路功率合成，而成为功率合成元件。在电路中常用到微带功分器。图中为两路微带线功分器。对功分器的要求是：两端口的功率按肯定比例安排，并且两端口之间相互隔离。当两个输出端口接匹配负载时，输入端口无反射。功分器的技术指标为：功分比,插入损耗和隔离度。如图所示，当1端口输入功率时，2端口和3端口的输出功率分别为和，假如功分比为，则（或）；当1端口接匹配负载时，2端口到3端口（或3端口到2端口）的传输系数表示功分器的隔离度；当3端口（或2端口）接匹配负载时，1端口到2端口（或3端口）的传输系数为功分器的插入损耗。在图中，功率从1端口输入，分为两路，经过一段四分之一波长的微带线传输后，到达2端口和3端口。1端口的特性阻抗为，1到2端口,1到3端口的微带线特性阻抗分别为,，线长为。,分别为从2端口,3端口向负载看过去的阻抗。R为2端口,3端口之间的隔离电阻。下面确定,,,的计算式。如图所示，1端口的输入功率为，2端口,3端口的输出功率分别为和，对应的电压为和。依据对功分器的要求，则有：为了使在正常工作时，隔离电阻R上不流过电流，则，于是得。若取，则。因为两路微带线长为，故在1端口处的输入阻抗为为使1端口无反射，两路微带线在1端口处的总输入阻抗应等于1端口的特性阻抗，即若电路无损耗，则式中，为1端口处的电压。所以下面确定隔离电阻R的计算式。跨接在2端口和3端口之间的电阻R，是为了得到2端口与3端口之间相互隔离的作用。当信号从1端口输入，2端口,3端口接负载电阻,时，2,3两端口等电位，故电阻R没有电流流过相当于R不起作用；而当2端口或3端口的外接负载不等于或时负载有反射，这是为使2,3两端口彼此隔离，R必需有确定的值，经计算：如图所示，微带线功分器输出端的特性阻抗与输入端相同，因此2端口,3端口的特性阻抗都是。为了匹配须要，在2端口与之间加一段特性阻抗为，电长度为的阻抗变换段，在3端口与之间加一段特性阻抗为，电长度为的阻抗变换段，,分别为图中两路微带线之间的距离不宜过大，一般取2~4带条宽度。这样可使跨接在两微带线之间的电阻R的寄生效应尽量减小。三,试验内容设计仿真一个两路微带线功分器。已知：端口特性阻抗，功分比，介质基片为：=4.6，H=1mm。指标如下：当中心频率2GHz，相对带宽20%时，（1）两输出端口的功分比（）为1.495~1.505；（2）两输出端口的隔离度（20lg||）不小于25dB。四,试验步骤（1）依据已知条件利用上述公式计算,,,,,,的值。将公式输入到OUTPUTEQUATION中进行计算，结果如下图所示：（2）利用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。建立一个新项目，选择单位和项目频率1.8~2.2GHz。如图，将上一步算得的特性阻抗输入到TXLINE中，进行计算。电长度为90度，中心频率2GHz。计算结果如下：ZLWZ05019.9721.8825Z0287.4920.830.60619Z0358.3320.2131.437Z0455.3320.131.5806Z0545.1819.8182.2223R102.121.0340.40021设Y是Z02和Z03的长度，X1,X2分别为Z02,Z03连接线的长度，则有X1+Y=20.83,X2+Y=20.213。又设A和B是连接隔离电阻的微带线长度。假设电阻长为3mm，则A取(X1+X2-3)/2，且有A+B+3=X1+X2（电阻的长度R加两段微带线的总长度与,两路微带线之间的垂直距离相同）。这些约束关系需写到GLOBALDEFINATION中。如下图所示。（3）输入原理图。用两段微带线与电阻R的两端相连接，微带线的特性阻抗与R一样，及其宽度由R确定，长度可以调整。上述约束关系也需写到原理图中，便于调谐时运用。原理图如下：（4）添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数（||，||）以及隔离度||。（5）仿真分析，视察端口S参数是否满意设计要求。调谐前测量得到的结果如图所示：明显不满意要求。试验要求中心频率在2GHz，在1.8~2.2GHz时满意隔离度不小于25dB，功分比为1.495~1.505（换算成dB后有：20lg||-20lg||为1.746~1.775）。但此时中心频率偏离了2GHz，且1.8GHz时明显小于25dB。上面的两条横线之间的距离，即20lg||-20lg||=[-2.288-(-4.078)]=1.79>1.775，也不满意要求。（6）调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图上视察功分比和隔离度的变化，选择最佳值。如图所示，将电阻的长度R加两段微带线的总长度与,两路微带线之间的垂直距离相同，即A+B+3=X1+X2等约束关系写到原理图中。调整Y,A,,的值。图中所示为调谐之后的结果。这时测量得出的反射系数dB图如下：可见此时中心频率在2GHz，在1.8~2.2GHz频率范围内隔离度大约在25dB以上。上面的两条横线之间的距离，即20lg||-20lg||=[-2.339-(-4.111)]=1.772，因此功分比也满意要求。（7）当功分比=1时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分为相等的两路，两个输出端口的功率理论上相等，重新设计上述试验。在OUTPUTEQUATION中，将k改为1，其余不变，计算结果如下图：由计算结果可见，Z04和Z05特征阻抗为50，与端口的阻抗值相同，这时不再须要用来与端口匹配的两条微带线。用TXLINE计算相应微带线的长度及宽度，如下：ZLWZ05019.9721.8825Z0270.7120.5150.98629Z0370.7120.5150.98629Z045019.9721.8825Z055019.9721.8825R10021.0070.42472在GLOBALEQUATION中输入约束条件，如下图所示：输入原理图。由之前的分析可知，不须要最右边的两条微带线，其余结构与第一个功分器相同。将计算出的长度和宽度输到对应位置。如下图所示：添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数（||，||）以及隔离度||。仿真分析，视察端口S参数是否