第2章数字通信

第2章数字通信原理2.1概述2.2脉冲编码调制系统（PCM）2.3增量调制(△M)2.4自适应差分脉冲编码调制(ADPCM)2.5PCM和△M系统性能比较本章学习要求掌握抽样定理；熟悉脉冲振幅调制（PAM）；熟悉模拟信号均匀量化和非均匀量化的方法；掌握脉冲编码调制（PCM）原理；熟悉简单增量调制(△M)原理；熟悉差分脉冲编码调制（DPCM）和自适应差分脉冲编码调制（ADPCM）系统工作原理；了解PCM系统和△M系统的抗噪声性能。2.1概述由信源设备直接产生的原始信号一般都是模拟信号，要想使它实现数字化传输和交换，首先要将模拟信号数字化。数字化过程：就是先将模拟信号抽样，使它成为一系列在时间上离散的抽样值，然后再将这些样值进行量化并编码，变成数字信号；在接收端进行相反的变换，把接收到的数字信号还原成模拟信号。经过编码得到的数字信号就可作为基带数字信号直接送到信道进行数字基带传输，也可作为频带传输的调制信号。PCM信号在信道中传输时，会出现衰减和失真，尤其在长距离传输时，必须在一定距离的信道内对PCM信号波形进行再生、均衡和识别，以使接收端解码时减少码元差错和失真。在接收端将接收到的数字信号经过解码和低通滤波之后，恢复出原来的模拟信号m(t)。模拟信号数字传输方框图模拟随机信号数字随机序列数字随机序列模拟随机信号模拟信源抽样量化和编码数字传输系统译码和低通滤波收终端PCM（PalseCodeModulation）—脉冲编码调制，简称脉码调制。A/D变换的方法采用PCM技术，由此构成的数字通信系统称为PCM通信系统。图1单路PCM通信系统原理框图信道发送端

接收端2.2脉冲编码调制（PCM）2.2.1抽样定理抽样（取样）过程：将时间和幅度上都是连续的模拟信号在时间上离散化。抽样目的：实现信号的时分多路复用。模拟信号与其对应的样值序列完成抽样的器件被称为“抽样门”。它实质上是一个定时电子开关，一般由二极管或场效应管构成。图3模拟信号的抽样图2取样模型S(t)取样脉冲样值序列（PAM）抽样定理（奈奎斯特定理）（1）低通信号的抽样频率设有一个频带限制在0~fH内的连续模拟信号m(t)，若用时间间隔TS≤1/2fH（即抽样频率fs大于或等于2fH）的开关信号S(t)对m(t)抽样，则m(t)将被抽样后的离散信号ms(t)

惟一地确定。若m(t)为低通信号，其最高截止频率fH，则对应的抽样频率：

fs≥2fH

（无失真恢复条件）收端重建的模

拟信号m’（t）低通型模拟信号m（t）当fs（1/Ts）满足抽样定理（即：fs≥2fH）时：已抽样信

号ms（t）Ts抽样定理的含义【例】

求话音信号的抽样频率：已知一路电话信号的频带为300~3400Hz，则

fmax

=3400Hz

根据抽样定理，抽样频率≥2×3400Hz=6800Hz

若以6800Hz的抽样频率对300~3400Hz的电话信号抽样，则抽样后的样值序列可不失真地还原成原来的语音信号。话音信号的抽样频率通常取8000HzTs=1/fs=1/8000=125us如果fs＜2fH，即抽样间隔Ts＞1/(2fH)，则抽样后信号的频谱在相邻的周期内发生混叠，如图所示，此时不可能无失真地重建原信号。因此必须要求满足Ts≤1/(2fH)，m(t)才能被ms(t)完全确定。混叠现象显然Ts=1/2fH是最大允许抽样间隔，它被称为奈奎斯特间隔，相对应的最低抽样速率fs=2fH称为奈奎斯特速率。（2）带通信号的抽样频率若连续信号m(t)的频带限制在fL~fH，其中fL为信号的最低频率，fH为信号的最高频率，且带宽为B=fH－

fL≤fL时，这样的信号称为带通型信号。若用时间间隔TS≤1/2fH

的开关信号S(t)对m(t)抽样，虽然抽得的样值完全可以表示原信号，但抽样信号的频谱中会有较多的频谱空隙，使信道的利用率不高。为此，在不产生频谱重叠的前提下，降低抽样速率，以减小传输带宽。2.2.2脉冲幅度调制（PAM）

连续波调制：正弦载波随调制信号m(t)变化的调制方式。脉冲调制：以时间上离散的脉冲串作为载波，用模拟基带信号m(t)去控制脉冲串的某参数，使其按m(t)的规律变化的调制方式。脉冲调制分类：按基带信号改变脉冲参量（幅度、宽度和位置）的不同，脉冲调制又分为脉幅调制(PAM)、脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)。（图示）虽然这三种信号在时间上都是离散的，但受调参量变化是连续的，因此也都属于模拟信号。PAMPDMPPM信号波形PAM是脉冲载波的幅度随消息信号m(t)变化的一种调制方式。实现方法：用宽度有限的窄脉冲序列作为抽样信号对消息信号m(t)进行取样，所得到的幅度随m(t)的变化而变化的脉冲串序列就是PAM波。×m(t)S(t)ms(t)通常只要按取样定理选取抽样信号的周期Ts，保证1/Ts等于或大于m(t)上限频率的2倍即可得到PAM波信号。2.2.3量化量化——利用预先规定的有限个电平来表示模拟信号抽样值的过程称为量化。(即将抽样信号的无穷个取值“近似”为有限个标准值，然后用有限位二进制数表示)

时间连续的模拟信号经抽样后的样值（PAM）序列，虽然在时间上离散，但在幅度上仍然是连续的，即抽样值ms(t)可以取无穷多个可能值，因此仍属模拟信号。将ms(t)的幅值域分成N个量化级(层).每层设一量化电平s量化过程：量化电平——如果用n位二进制码组来表示一个样值的大小，那么,n位二进制码组只能同N=2n个电平样值相对应（而不能同无穷多个可能取值相对应）。这就需要把取值无限的抽样值划分成有限的N个离散电平，此电平被称为量化电平。量化间隔—若要将-u~+u之间的抽样值用n位二进制码来表示，可在-u~+u之间均匀分成2n等分，每一等分称为一个量化间隔（又称为量化级或量化阶距，简称量阶），用“△”表示。量化值—每一量化间隔的中间值称为该量化间隔的量化值（量化电平）。（1）均匀量化

如图5所示，图中所有量化间隔都是相同的，即每一量化间隔都是Δ，我们把这种每一量化级都相等的量化称之为均匀量化，根据这种量化进行的编码称为线性编码。如输入信号的最大值为H，最小值为L，量化电平数为N，则均匀量化间隔Δ的大小为：均匀量化

TS2TS3TS4TS

5TS

6TS7TS8TS信号的量化值信号实际值△—量化间隔H—信号最大值L—信号最小值N—量化电平数量化区间△信号的量化值量化误差=实际值-量化值（△=常数）

PCM信号形成示意图图3.5量化波形及量化误差图5量化波形及量化误差量化特性曲线图6均匀量化特性曲线xqx量化器输出和输入之间的关系称为量化特性。一个理想的线性系统其输出—输入特性是一条直线，量化器的输出—输入特性则是阶梯形曲线。相邻两个阶梯面之间的距离为阶距。均匀量化器由于阶距相等，其特性曲线呈等间距跳跃的形式，如图。均匀量化特性曲线量化信噪比表示公式：这表明每增加一位编码，量化信噪比大约可以提高6dB。均匀量化的量化信噪比与编码位数有关，编码位数越高，输出信噪比就越高。均匀量化中量化噪声对通信的影响通信中常用信噪比表示通信质量。量化信噪比：指模拟输入信号功率与量化噪声功率之比【例】某信号f(t)的幅度变化范围为在+0.5~8.5V，采样10次，其值分别为f(t0)~f(t9)，如表1所示：信号f(t)在+0.5~8.5V的范围内连续变化，若将该变化范围均匀分成8层，则量化间隔△u=1V，量化电平(取各量化区间中间值)为1，2，3，4，5，6，7，8。

f(t0),f(t1),···,f(t9)10个精确抽样值，分别被量化为1V,1V,···,6V等10个量化值。表1均匀量化举例采用相等的量化间隔对采样得到的信号作量化;实际信号可看成量化输出信号与量化误差之和；量化失真在信号中的表现类似于噪声，也有很宽的频谱，被称为量化噪声，并用信噪比来衡量;量化信噪比：均匀量化特点：

均匀量化方式会造成大信号时的信噪比有余而小信号时的信噪比不足，且编码位数多（语音信号需编11位码），加大了编码的复杂性，并对传输信道有更高的要求。31均匀量化器的应用

均匀量化器广泛应用于线性A/D变换接口，N为A/D变换器的位数，常用的有8位、12位、16位等不同精度。另外，在遥测遥控系统、仪表、图像信号的数字化接口等中，也都使用均匀量化器。在语音信号数字化通信中，均匀量化则有一个明显的不足：量化信噪比随信号电平的减小而下降。产生这一现象的原因是均匀量化的量化间隔Δ为固定值，量化电平分布均匀，因而无论信号大小如何，量化噪声功率固定不变，这样，小信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。

（2）非均匀量化量化间隔不相等的量化称为非均匀量化原理——量化级间隔随信号幅度的大小自动调整。在不增大量化级数的条件下，非均匀量化能使信号在较宽动态范围内的信噪比达到要求；实现——采用压缩、扩张的方法，即在发送端对输入信号先进行压缩，再均匀量化；在接收端则进行相应的扩张处理；标准化的非均匀量化特性——A律13折线压缩特性（中国、欧洲采用）和μ律15折线压缩特性（主要有日本、美国、加拿大采用）。34（a）非均匀量化的PCM系统原理示意图思路：在均匀量化前，对信号进行处理，对大信号进行压缩，对小信号进行放大；扩展特性与压缩特性曲线相同，只是输入输出坐标互换而已。（b）压扩特性示意图扩展特性与压缩特性曲线相同，只是输入输出坐标互换而已。（a）非均匀量化的PCM系统原理示意图（b）压扩特性示意图（b）（a）上图中的f(x)曲线如右图所示，它扩张小信号，压缩大信号。由右图可知，对z信号进行均匀量化，等效于对x信号进行非均匀量化。针对语音信号，国际上有A律和μ律两种压缩特性。不论是A律还是μ律，其压缩特性都具有对数特性，是关于原点呈中心对称的曲线。A压缩律的数学表达式：美、加、日本等使用μ律15折线(μ＝255)，中国、欧洲各国等使用A律13折线压缩特性(A＝87.6)。ITU-T在G.711建议中规定国际间通信一律采用A律。μ压缩律数学表达式：当A=1时，无压缩，对应于均匀量化。A取值在100附近，A越大，小信号压缩效果越好。当u=0时，无压缩，压缩特性是一条通过原点的直线。u越大，小信号压缩效果越好。对数压缩特性μ律A律13折线A律压扩曲线的产生设在直角坐标系中，X轴和Y轴分别表示输入信号和输出信号将X轴的区间[-1，1]不均匀地分成16大段（其中①②两段长度相等）；将每一段再均匀地分成16等分，每一等分代表一个量化级；X轴的0~1的变化域分成了16×8=128个非均匀量化级，则X轴（-1，+1）共由256个非均匀量化级；Y轴（或-Y轴）的0~1的变化域被均匀地分成了8大段，每段再16等分，则Y轴共由8×16×2=256个均匀量化级；将相应大段的坐标交点连接起来，得到16折线段。由于正、负方向的①②段具有相同斜率，因此可连在一起作为一段，于是16折线从形状上变成了13折线。实际中A＝87.6时，其13折线压缩特性与A律压缩特性相似。因此简称13折线A律特性或13折线特性。典型非均匀量化特性（A律13折线压缩特性）将第Ι象限的y、x各分8段。Y轴均匀的分段点为1、7/8、6/8、5/8、4/8、3/8、2/8、1/8、0。X轴按2的幂次递减的分段点为1、1/2、1/4、1/8、1/16、1/32、1/64、1/128、0。各段斜率：k1＝16、k2＝16、k3＝8、k4＝4、k5＝2、k6＝1、k7＝1/2、k8＝1/4。图9A律13折线压缩特性第①、②段斜率最大，说明对小信号放大能力最大，因此信噪比改善最多。

A律13折线压缩特性对小信号信噪比的改善是靠牺牲大信号的量化信噪比换来的。根据以上分析，采用13折线压缩特性进行非均匀量化时，编7位码（即n＝7）就可满足输出信噪比大于26dB的要求。量化信躁比的改善量非均匀量化后量化信噪比的公式可表示为：2.2.4编码编码：将抽样、量化后的信号转换成数字编码脉冲的过程。有多少个量化值就需要多少个代码组。代码组的选择是任意的，只要满足与样值成一一对应关系即可。即可以是二元码组，也可是多元码组。解码：编码的逆过程。将数字信号变为模拟信号（即把一个8位码字恢复为一个样值信号）的过程。量化与编码的组合：称为模/数(A/D）变换器。译码与低通滤波的组合：称为数/模(D/A）变换器。码字和码型码字——二进制码具有抗干扰能力强，易于产生等优点，因此PCM中一般采用二进制码。对于N个量化电平，可以用n位二进制码来表示，其中的每一个码组称为一个码字。码型——代码的编码规律，其含义是把量化后的所有量化级，按其量化电平的大小次序排列起来，并列出各对应的码字，这种对应关系的整体就称为码型。

在PCM中常用的二进制码型有三种：自然码、折叠码和格雷码（循环码，反射码）。表3-2列出了用4位码表示16个量化级时的这三种码型。（其中16个量化级分成两个部分；0-7的8个量化电平对应于负极性的样值脉冲，8-15的8个量化级对应于正极性的样值脉冲。）表2常用二进制码型

样值脉冲极性格雷二进制自然二进码折叠二进码量化级序号正极性部分10001001101110101110111111011100111111101101110010111010100110001111111011011100101110101001100015141312111098负极性部分01000101011101100010001100010000011101100101010000110010000100000000000100100011010001010110011176543210自然二进码：就是一般的十进制正整数的二进制表示，编码简单、易记，而且译码可以逐比特独立进行。若把自然二进码从低位到高位依次给以2倍的加权，就可变换为十进数。如设二进码为

an-1,an-2,…,a1,a0

则D=an-12n-1+an-22n-2+…+a121+a020便是其对应的十进数（表示量化电平值）。这种“可加性”可简化译码器的结构。

折叠二进码：是一种符号幅度码。

1）左边第一位表示信号的极性，信号为正用“1”表示，信号为负用“0”表示；

2）第二位至最后一位表示信号的幅度。

由于正、负绝对值相同时，折叠码的上半部分与下半部分相对零电平对称折叠，故名折叠码。其幅度码从小到大按自然二进码规则编码。格雷二进码：其特点是任何相邻电平的码组，只有一位码位发生变化。译码时，若传输或判决有误，量化电平的误差小。另外，这种码除极性码外，当正、负极性信号的绝对值相等时，其幅度码相同，故又称反射二进码。格雷二进码不是“可加的”，不能逐比特独立进行，需先转换为自然二进码后再译码。因此，这种码在采用编码管进行编码时才用，在采用电路进行编码时，一般均用折叠二进码和自然二进码。编码的基本形式：线性编码——与均匀量化特性对应的编码

码组中各码位的权值固定，不随输入信号的幅度变化；非线性编码——具有非均匀量化特性的编码

码组中各码位的权值随着输入信号的幅度变化。

电平值线性码00001001201030114100510161107111线性编码(以编三位码为例)线性编码的实现方法有很多种，如级联逐次比较型编码级联型编码逐次反馈型编码级联反馈混合型编码脉冲循环编码脉冲计数型编码等

模拟信号变换为数字信号的过程有N=7个量化级可用3位二进制“0”和“1”的不同组合来表示

PCM单路抽样、量化、编码波形图012345675（1）码位的选择与安排在PCM通信系统中一般采用二码元；在二码元中，若有n个比特，可供组成2n个不同的码字，可表示2n

个不同的抽样值。编码后的一个码组需要几位二进制码，与量化级数有关。PCM系统通常采用A率13折线编码(8位二进制）A率13折线码位安排设B1B2B3B4B5B6B7B8为8位码的8个比特，则有：

B1B2B3B4B5B6B7B8

极性码段落码段内码

（幅度码或电平码）B1—极性码，“1”表示正极性，“0”表示负极性B2B3B4—段落码，表示各段不同的起点电平，特点:每段长度不同，①,②段=1/128，⑧段=1/2；每段起点电平不同，①段为0，②段为16，第⑧段为1024。B5B6B7B8—段内码，表示样值信号的大小位于哪一个大段范围内①和②段16等分后，每一个量化单位为1/128÷16=1/2048，⑧段量化单位为1/2÷16=1/32以1/2048作为一个最小量化阶△，则各段落长度及段内量化阶如表3所示。表3各段落长度及段内量化阶提示：2048=211

即A律非均匀8位码位数编码的最小间隔相当于均匀编码11位码位数的量化间隔。表4段落电平关系表段落码与各段的关系111110101100011010001000【例题】设码组的8位码为11010101。问该8位码所代表的信号抽样量化值是多少？解：已知码组的8位码为11010101，则:极性码B1=1，说明样值为正极性段落码B2B3B4=101，说明样值在第6段，段落起始电平为256△段内码B5B6B7B8=0101，段内电平为

64△+16△=80△该8位码所代表的信号抽样量化值为:

256△+80△=336△（2）A律13折线编码原理及过程图3.10逐次反馈型编码原理框图2.2.5PCM解码

（1）再生

再生：PCM信号在传输过程中会出现衰减和失真，当幅度衰减到一定程度后，码元变得很难识别，因此在长距离传输时必须在一定的距离内对PCM信号波形进行再生。图3.11再生中继器原理框图均衡放大：对接收到的已失真的PCM信号进行整形和放大，在一定程度上补偿了幅度和相位失真。定时电路：定时电路从均衡输出中提取一个周期脉冲序列，以便在均衡放大的输出信噪比为最大时刻时对已均衡的信号进行取样判决。再生中继器由均衡放大、定时电路和识别（判决）再生电路构成。识别（判决）再生：有一个门限参考电平，在取样时刻当均衡器输出信号幅度大于门限电平时就判为“1”，于是产生一个新的不失真的脉冲，送入信道。64均衡器

均衡器的作用是对已畸变(失真)和有码间干扰的电信号进行均衡补偿，减小误码率。未经均衡出现的脉冲拖尾现象拖尾现象单个脉冲均衡前后波形的比较经过均衡后，在本码判决时刻，其瞬时值应为最大值；而本码波形的拖尾在邻码判决时刻的瞬时值应为零。眼图照片编码位数每增加一位，量化信噪比增加6dB将输入信号x的变化范围[-a,a]等分为N个量化级，其量化间隔是相等的。量化间隔△v=2a/N

量化误差：当量化电平分别取各层的中间值时，量化过程所形成的量化误差不超过±△v/2。信号的相对量化误差为：量化误差ek=样本值－量化电平值，ek在内均匀分布；其均值为零；方差为量化噪声和量化信噪比量化噪声功率为，可见量化级数越多，量化噪声就越小信号功率为，则量化信噪比为以dB表示为均匀量化均匀量化的缺点均匀量化在大信号时的相对量化误差小，而在小信号时的相对量化误差很大。均匀量化由于量化间隔相等，故量化噪声功率固定，从而使信号功率小的量化信噪比低；信号功率大的量化信噪比高。而小信号出现的概率较大，因此均匀量化的信噪比低如何改善均匀量化的信噪比，可采用两种方法增加量化电平级数（即增加编码位数），这种方法不经济。因为增加编码位数可以提高量化信噪比，但传输带宽也增加了采用非均匀量化编码

编码就是把量化后的幅值分别用代码来表示。代码的种类很多，采用二进制代码在通信技术中较常见。实际应用中，通常用8位二进制代码表示一个量化样值。PCM信号的组成形式如下图所示。

PCM信号的组成形式

极性码：由高1位表示，用以确定样值的极性。幅度码：由2～8位共7位码表示(代表128个量化级)，用以确定样值的大小。段落码：由高2～4位表示，用以确定样值的幅度范围。段内码：由低5～8位表示，用以确定样值的精确幅度。段落码是指将13折线分为16个不等的段(非均匀量化)，其中，正、负极各8段，量化级为8，由3位二进制码表示。

段内码是指将上述16个段的每段再平均分为16段(均匀量化)，量化级为16，由4位二进制码表示。经过编码后的信号即为PCM信号。

PCM信号在信道中是以每路一个抽样值为单位传输的，因此单路PCM信号的传输速率为8×8000=64kb/s。我们将速率为64kb/s的PCM信号称为基带信号。

PCM常用码型有单极性不归零(NRZ)码、双极性归零(AMI)码、三阶高密度双极性(HDB3)码等。

1)单极性不归零码单极性不归零(NRZ)码如下图所示。

NRZ码具有如下特点：

(1)信号“1”表示有脉冲，信号“0”表示无脉冲。

(2)信号中有直流分量(即平均分量)，直流信号衰耗大，不利于远距离传输。

(3)占用频带宽。因此，NRZ码一般不用于长途线路，主要用于局内通信。

2)双极性归零码双极性归零(AMI)码如下图所示。

图2-7AMI码

AMI码具有如下特点：

(1)“1”的极性交替变换，因此不存在直流分量。

(2)与NRZ码相比，码的宽度压缩了一半，可有效利用信道。在图2-6所示的一组信码中，有多个连续“0”出现，这样会使中继器长时间收不到信号而误认为是空号，进而影响定时提取时钟频率的工作。3)三阶高密度双极性码HDB3码如下图所示。HDB3码

HDB3码具有如下特点：一组信码中，连“0”数限制在三个以下，当出现第四个连“0”时，就自动加入一个“1”取代第四个“0”，从而解决了过多连续“0”的出现。被加入的这个“1”是人为加入的，称为破坏点。为了使接收端能够识别并去除破坏点，破坏点“1”应与AMI码的极性交替规律相违背。

HDB3码适合远距离传输，常用于长途线路通信。

解码和重建在PCM通信的接收端，需要把数字信号恢复为模拟信号，这要经过解码和重建两个处理过程。

1)解码解码就是把接收到的PCM代码转变成与发送端一样的PAM信号，如下图所示。

解码示意图

2)重建在PAM信号中包含原话音信号的频谱，因此可将PAM信号通过低通滤波器分离出所需要的话音信号，这一过程即为重建。

PCM信号在传输中，为了减少由长途线路带来的噪声和失真积累，通常在达到一定传输距离处设置一个再生中继器。再生中继器用来完成输入信码的整形、放大等工作，以使信号恢复到良好状态。

多路复用技术

多路复用的概念

1.频分复用频分复用(FDM)是指把传输信道的总带宽划分成若干个子频段，如图2-10所示的信道1、信道2、……、信道n。每个子频段可作为一个独立的传输信道使用，每对用户所占用的仅仅是其中的一个子频段。

图2-10频分制示意图

2.时分复用时分制是将信道的传输时间划分成若干个时隙，每个被传输的信号独立占用其中的一个时隙，各路信号轮流在自己的时隙内完成传输，如下图所示的信道1、信道2、……、信道n。由此可见，频分制是按频率划分信道的，而时分制是按时间划分信道的；频分制同一时间传送多路信息，而时分制同一时间只传送1路信息；频分制的多路信息是并行传输的，而时分制的多路信息是串行传输的；实际应用中频分制多用于模拟通信，而时分制多用于数字通信。目前，程控数字交换机采用的多路复用技术为时分复用(TDM)。

时分制示意图

R1=n

×64(kb/s)PCM信号的时分复用为了提高信道的利用率，常对基带PCM信号进行时分复用的多路调制，如下图2-12所示。比较图2-12(b)～图2-12(e)我们发现，在125

s抽样周期内，PAM信道每传送一个抽样值，对应基带PCM传送8bit，而TDMPCM则可传输n×8bit。因此，TDMPCM信号的码元速率为

PCM信号的时分复用(a)原始模拟语言信号；(b)抽样后形成的PAM信号；(c)基带PCM编码信号；(d)多路基带PCM信号调制后形成的TDMPCM信号；(e)第2路基带PCM信号

时分多路复用是利用一个高速开关电路(抽样器)来实现的。高速开关电路使各路信号在时间上按一定顺序轮流接通，以保证任一瞬间最多只有一路信号接在公共信道上。具体地说，就是利用时钟脉冲把信道按时间分成均匀的间隔，每一路信号的传输被分配在不同的时间间隔内进行，以达到互相分开的目的，如下图所示。

时间分割信道原理

所以就PCM时分制而言，就是把抽样周期125

s分割成多个时间小段，以供各个话路占用。若有n条话路，则每路占用的时间小段为125/n。显然，路数越多，时间小段将越小。我们知道，每路信号经PCM调制后，都是以8bit抽样值为一个信号单元传送的，因此，每个8bit所占据的时间称为1个“时隙”(TS，TimeSlot)，n个时隙就构成了一个帧。因此，一路基带PCM在TDMPCM中周期地每帧占有1个时隙，如下图所示。

帧与时隙的关系图

PCM帧结构目前国际上有两种PCM体制：一种是由贝尔(BELL)公司提出，主要在北美各国和日本采用的24路PCM(n=24)；另一种是欧洲邮电管理协会(CEPT)提出，主要在欧洲各国和中国等国家采用的30/32路PCM(n=32)。这两种体制均已被CCITT采纳为正式标准。两种PCM体制的比较如下表所示。

BELL24路、CEPT30/32路PCM体制的比较

1.30/32路一次群帧结构

30/32路一次群帧结构如图2-15所示。在图2-15所示的30/32路一次群帧结构中，1帧由32个时隙组成，编号为TS0～TS31。第1～15话路的消息码组依次在TS1～TS15中传送，而第16～30话路的消息依次在TS17～TS31传送。16个帧构成1复帧，由F0～F15组成。

TS0用来做“帧同步”工作，而TS16则用来做“复帧同步”工作或传送各话路的标志信号码(信令码)。

“帧同步”和“复帧同步”的工作意义是控制收、发两端数字设备同步地工作。对于偶数帧(F0，F2，F4，…)，TS0被固定地设置为10011011，第1位码没有利用，暂定为“1”，后7位码“0011011”为帧同步字。帧同步字在偶数帧到来时，由发送端数字设备向接收端数字设备传送。

图2-1530/32路一次群帧结构

对于奇数帧(F1，F3，F5，…)，TS0的第3位码为帧失步告警码。在消息传送过程中，当接收端的帧同步检测电路在预定时刻检测到输入序列中与同步字(0011011)相匹配的信号段时，便认为捕捉到了帧同步字，说明接收信号正常，此时由奇数帧TS0向发送端数字设备传送的第3位码为“0”；如果接收端帧同步检测电路不能在预定时刻收到同步字(0011011)，就认为系统失步，由奇数帧TS0向发送端数字设备传送的第3位码为“1”。通知对端局，本端接收信号已失步，需处理故障。

为可靠起见，实际工作中，接收端的帧同步检测电路需连续多次在所期望的时刻(即每250

s)收到同步字，才可确认系统进入了同步状态。这样做的目的是避免把消息中与同步字相同的序列段误认为同步字。奇数帧TS0的第1位码同样没有利用，暂定为“1”。第2位码为监视码，固定为“1”，用于区分奇数帧和偶数帧，以便接收端把偶数帧与奇数帧区别开来(偶数帧TS0的第