2014sy04通信原理第四章模拟信号数字化

《通信原理（第四章光学与光学工光信 中大第四引抽量编

模拟信号的数字脉冲编码调制增量调时分复用和多路数 系中大引点，因而成为通信的发展方向。而实际中大中大中大图4-1PCM通信系中大中大模/数变换包含抽样、量化和编码三个步中大中大中大抽编图4-2PCM信号形中大2、信道3、数/模变换（D/A变换 中大 是编码的反过程，它将接收到的PCM中大 中大抽所谓抽样是把时间上连续的模拟信号变成一系列时间上离散的样值序列的过程，图4-中大

抽样的输入抽样定理：如果对一个频带有限时间连续的模拟信号m(t)进行抽样，当抽样频率fs满足一定要求时，那么根据它的mst就能重建原信也就是说，若要传输模拟信号，不一定要传输模拟信号本身，只需传输按抽样定理得中大样信号mst完全恢复出原始的模拟信号m(t)对m(t)fs抽样频率有什么限制条件？第二，如何从抽样信号mst还原m(t)？这两个问题将在本节中给出中大当抽样脉冲序列为单位冲激序列时，称为理想抽样。由图4-4可见，抽样过程是模拟信号m(t) ms(t)mt)Tss (t) (tms(t)mt)Tss中大ms(t)

TsT

图4-4理想抽样中大模拟信号可以分为低通信号和带通信号。设模拟信号的频率fL~fHfLfHfL，则称为低通信号，比如语音信号、一般的基带信号都属于低通信号。低通信号的带宽就是它截止频率fH，即fH。fLfHfL，则称为带通信号，比如一的频带信号都属于带通信号。带通信号的带宽B=fHfL。中大一、低通信号的抽样定抽样定 ：一个频带限制（0f）内的时间连续的模拟信号m(t)如果抽样频率 2

，则可以通过低通滤波器由样值mst无失真地重建原始信m(t)。fs 2fH，则会产生失真，这种失真称中大下面我们来证明抽样定理设抽样脉冲序列是一个周期性冲激S(t)T(t)s

n

(tnT)，它的傅里叶变换为s()2)

s

式中2fs2

是抽样脉冲序列的基波角频率，Ts1/fs为抽样间隔中大根据频域卷积定理，对抽样信号ms(t)m(t)Ts两边取傅里叶变换可得其频谱Mω1

其中，M(ω)为低通信号的频所以，理想抽样信号ms(t)的频谱

T 中大

s

s

sssMω1sTMωnωSs图4-5理想抽样信号波形及中大由图4-5可知s

≥2H(

f f条件下，抽样信号的周期性频谱无混叠现过截止角频率为H的理想低通滤波可以从抽样信号中无失真地恢复原始的模图4-6中大通过低通滤波器后不可能无失真地恢复原图4-7叠现《通信原理课对于频谱限制于fH的低通信号来说2fH就是无失真重建原始信号所需的最小抽样频为奈奎斯特抽样速率。那么最大抽样间隔Ts(max)12fH，此抽样间隔通常称中大[4.1]G，宽度10ms，若忽略第一外的频率分量，计算奈奎斯特抽样速率。解：门函数的频GtGωτSaωτ22则第一零点

中大

B1Hz100Hz

为100Hz由抽样定理可知，奈奎斯特抽样速率为fs2fH中大顺便，对于一个携带信息的基带信号，可以视为随机基带信号。若该随机基带信号是宽平稳的随机过程，则可以证明：一个宽平稳的随机信号，当其功率谱密度函fH以内时，若以不大于12fH间隔对它进行抽样，则可得一随机样值序中大如果让该随机样值序列通过一截止频率为fH的低通滤波器，那么其输出信号与原来的宽平稳随机信号的均方差在统计平均意义下为零。也就是说，从统计观点来看，对频带受限的宽平中大二、带通信号的抽样定带通信号的抽样定 ：如果模信号mt是带通信号，频率限制在f fH之间BfHfs

，则其抽2fHfs2fLn1

时，样值频谱就不会产生频 其中n是一个不超过fL 的最大整数中大设带通信号的最低fLnBkB,0k

由式4.7）可得带通信号的最低抽样频率

2Bk

0k

1n

它介于它介于2B和3B之间，即2B中大2B2B图4-8带通信号的最小抽样中大根据上式画出的折线如图4-8所示。fL/B为整数时fs(min)等于2B，其它情况时均大于2B。当fL fsminfs线性地从2B增加到3B，这是折线中大容易看出：随着n的增加，折线的斜来越小，当fL远远大于B时（中大为312kHz~552kHz，试选择抽样频率。解：带通信号的带宽为BfHfL55231224kHz中大 因为 /B3121.3，是一个 过fL/B的最大整数，所以n1。由式（4.7）可得552kHzfs中大实际抽T激脉冲序 ，称为理想抽样。T(t中大就是以时间上离散的脉冲串中大脉宽调制(PDM)和脉位调制(PPM)中大图4-9PAM、PDM、PPM信号波中大常见的调制方 主要用常规双边带调制 广单边带调制 载波通信、短波无 通线性连续非线性调 数字调

双边带调制 立体声广残留边带调制 电视广播、传频率调 微波中继 通信、广相位调 中间调制方振幅键控 数据传频移键控 数据传相移键控 数字传最小频移键控MSK 数字微波、空间通脉冲模拟调调脉冲数字调制

脉幅调制 中间调制方式、遥脉宽调 中间调制方脉位调制 遥测、光纤传 差分脉码调制 、图象编矢量编码调制 语音、图象压缩编一、自然－10(c所示s设模拟基带信号m(t)的截止频为fH，脉冲载波st是幅度为A，脉冲宽度为τ，周期为TsstAGt-nTs中大光信息

图4-10自然抽样信号及其频中大其中Gt是幅度为1，脉冲宽度为τ的单个矩形窄脉冲；抽样间隔Ts是按抽样定理确定的Ts12fH。(脉冲序列s(t)的频谱为(S()2A

Sa2

2Ts中大Ms()

1[M()S()]2

TsT

Sa(nH

)M(2nHTn＝0的成分是AM(与原信号频谱TsT只差一个比例常数 ，因而也可利用理Ts低通滤波器从Ms()中滤出，从而恢模拟信号图4-10自然抽样信号及其频中大比较理想抽样和自然抽样的异同它们的相点主要有两第一，抽样频率是按抽样定第二，接收端通过LPF可以恢复出原始的模随频率增高而下降，第一零点带宽B1Hz τ而理想抽样频谱的包络线为一中大大小时，要兼顾带宽和复用路数这两的要求中大二、平顶中大其中脉冲形成电路的作用就是把单位冲激脉冲变为幅度为A，宽度为τ的矩

（4.2中大图4-11平顶抽样信号与产生原中大平顶抽样信号的频谱Mq(w) M

=

QωMωnω n-

ASaωτ

M2n Mq

2 n-

中大可见，平顶抽样的PAM信号 后的周期性重复的M组成的下面讨论如何从平顶抽样信号恢复原始的为了从平顶抽样信号恢复出原始的模拟信号，在进入低通滤波器之前先用传输电路的输出频谱

ω1

Ms

TqT n-

H中大图4- 平顶抽样信号的恢中大需 ，平顶抽样的抽样频率仍然按抽样定理第一零点带宽中大

1（Hz）PCM信号：抽样、量化（抽样理想抽样；自然抽样；平顶抽低通（fs带通（2Bfs（量化（编码中大 为信号在传送过程中存在的噪声会掩号的微弱变化中大 因此将PAM信号转换成PCM信号之前，将连续的PAM信号利用预先规定的有限个量化中大图4-13量化的输入中大中大图4-14量化过程及中大一般说来，量化值（离散值）与抽样值（连续值）之间存在误差，此误差由量化产生，称为量化误差ekTs表示。量化误差=|量化值－抽样值

其中Ts表示抽样间mkTs为抽样值，mqkTs为量化值。中大信号mqkTs是对原来信号mkTs的近间隔Δ/2。当量化值选择适当时，随着值是随时间随化的，所以量化误中大量化误差就好比一个噪声叠加在原来的信号上起干扰作用，该噪声称为量化噪声，通常用均方误差（平均功率Nq来22

f xqif 其中E表示统计平均；ab表示量化器输入x的取值域；中大mkT

mkTs简记m，量化值 fx表示量化器输入信号的概率密度；Mmi表示第imiai- b其中量化间 中大 表示第i个量化级的量化值，qiai/2 小信号却可能造成严重的，中大因此在衡量量化器性能时应看信号功 Ex2N Em

2其中S表示输入量化器的信N中大[例]设一个均匀量化器的量化间隔为，量化级数M，输入信号在区间aa内均匀分布，试计算该量化器的量化噪声功率和对应的量化信噪比解：量化噪声的平均M M

2Nq

xqi

i1xq -

i1i

xa-

dx

2 中大

又因为信号功

2

M22S2

dx

因而，量化信噪比为 ＝MN

如果以分贝（dB）为单位，则量化信噪表示为S ＝10lg ＝20lgM Nq

Nq 中大中大这一现象的原因是无论信号大小如何匀量化的量化间隔Δ为固定值中大三是使信道利用率下降所以引出了非均匀量化中大中大法和直接非均匀编法。它们在原理上是面先介绍模拟压扩法，再介绍直接非法中大一、模拟压 中大图4-15非均匀量化的模拟压扩中大中大图4-16压缩器和扩张器的中大中大如果压缩器能够使得信号的量化信噪比与信号的幅度无关，即S/N=常数，这样的压缩特性称为理想压缩特性。通过推导可以得到yy11lnk其中，k为常数，x为压y为压缩器归一化输出。归一化是（或电流）与信号最大电压（或电流）之比中大理想压x0时，y-，不符合对压缩特性的要求，因此需要对它作一修正方法不同，导出不同的特性，ITU-T推荐A,我国和欧洲采——压扩律 中大1、A律压扩所谓A压缩律就是压缩器的压缩特性具有如

0xy

A1 x

式中，x为归一化的压缩器输入，y为归一化压缩器输出中大效果；A值越大压缩效果越明显。在国际标准中取A=87.6中大A律压缩特性是理想压缩特性的一种修改。取式（4.23）

k1ln

的（A为一个数），为了修改理想压缩特性不通过原点的缺陷，从原点对理想压缩特性作一条切线，切点1A，纵坐标1为1

A，从而得到式（4.24）中大 0xy1ln1ln

A1xA式（4.24）是A律的主要表达式，它是理想的压缩特性。A律压缩特性曲线如图4-17中大图4-17A律压缩中大2、μ律压扩取kln，将式（4.23）改写为yklnxln 将上式中的lnμx修改为ln(1x)，再将分ln修改为ln(1)，得到的 压扩律方 ln1yln1

0x中大图4-18μ律压缩特中大压缩器输出。为压示压扩程度。压缩律的压缩特性曲线如图4-18所示，它只画出了第一象限部分。当μ0时，压缩特性是一条通过原点的直线，没有压缩效果；值越大压缩效果越明国际标准中取.μ中大二、直接非均匀编法法。所谓直接非均匀编法就是图4－19直接非均匀编码的输入和输5折线如图4-20所示，压缩特性是关于原考虑到第三象限内的折线，合起来共5段折线中大图4－205折线压缩中大中大表4.15折线压缩特性横坐标量化间隔的划分 1/2-正1/4-正1/8-0-0-－1/8- －1/4-－1/2-

中大编码3bit(8)5bit(32)中大小复PCM信号：抽样、量化（抽样（量化均匀量非均匀量化（S/N=常数-模拟压扩法（A律；律-直接非均匀 法（x折线（编码中大编PCM系统中的编码是指用二进中大中大表 常用二进制码正98765负43210中一、自然二可以逐比特独立进行中大二、折叠二进 中大与自然二进码相比，折叠二进码两个优 中大中大A律13一、A律13折线分段折线来近似表示压扩特性曲线，而且希望非均匀量化间隔的划分按照2的幂次关系。实际应用中有两种折线：一种是采用13折线近似A=87.中大另一种是采用15折线近似=255的律压缩特性A律13折线国的PCM30/32路基群中。律15折线主要用于 中大A律13折线的产生是从非均匀量化的基点出发，设法用13段折线近A=87.6的律压缩1、对x轴在0-1（归一化）范围内AA分成8段，分段的规律是每次以二分之一对中大第三次在0到1/4之间的1/8处对分，其余 , , 2、对y轴在0-1（归一化）范围内采用均匀分段方式，均匀分成8段，每段间隔均为3、将x，y各个对应段的交点连接起来，构成8个折线段中大图4-21A律13折线压中大中大在A律特性分析中可以看出，取A=87.6有两个目的：一是使特性曲线原点附近的斜率凑成界点近似于按2的幂次递减分割，用13折线从表4.4-2中可以看出13折线和A律压扩（A=87.6）的曲线十分中大表4.313折线分段时的X值和律压扩特性（A=87.6）的X值的比曲线的 1 1按折线 段时的段落序8斜4Y0182Y01828384868781二、A律13折线的码字坏涉及到设备的复杂程度。在信中大中大二进码，对应有M28256个量化级，即正、负输入幅度范围内各有128个量化级考虑到正、负双向共有16个段落，这需中大极性

C2C3C

段内C5C6C7C8其中第1C1为极性码C1的数值“1”或“0”分别表示信号的正、负极性。后面的7位码C2C3C4C5C6C7C8称为幅度码，其中C2C3C4用来代表8个段落，称为段落码C5C6C7C8用来代表段内等分的16个量化级，称为段内码中大 归一化值的1128，将它等分为16个小段后，中大得到的量化间隔只有归一化值常称为量化单位，即12048八段落中的量化间隔是最大的，它是归一化值的1211613264。中大如果以非均匀量化时的最小量化12048作为输入x轴的单位，那么各段落 个量化单位中大段内段内0123456…段内…序12345678C2C3C4序12345678C2C3C4电范起电0段量电平11248 50个最小量32~64，将它等分为16个量化级，个量化间隔为2，量化区间分别为中大34，36""

""1111

一一对应，则抽Is的段内码C5C6C7C8为1001。所以，编输出的折叠二进码为10101001。中大PCM均匀量化假设以非均匀量化时的最小量化12048作为均匀量化的量化间隔，不考虑极性，那么归一化的0~1范围内总共有2048数l的关M2，则均匀量化需要编11位二中大中大 中大例[例4.4]设输入信号抽样值Is 例，写出按律13折线编成8，并计算量化电平和量化误差中大解：编码过程如确定段落码确定段内码中大因为，125510243643所以段内码C5C6C7C80011所以，编出的PCM码字为1111表示输入信号抽样值Is处于第8段量化电平取在量化级的中1248Δ，故量化误差等于中大[例4.5采用13折线A律编电路，设接收端收到的码字为“”，最小量化单位为1个单位。试问器输出解：极性码为0，所以极性为负中大号位于第6段落序号为3的量化级。由表4.5可知，第6段落的起始电平为256Δ，因为器输出的量化电平输出的量化电平位于量化级的中点，所以器输(2563168312个量化中大PCM信号：抽样、量化（抽样（量化（编码自然二进制；折叠二进A律13折线编码逐次比较型 原理（实现方法中大4.4.x.逐次比较型 原线编目前常采用逐次比较型编。它由整流器、极性、保持电路、比较器及本地电路等组成，如下图所实现中大图4－22逐次比较型编 图中大光信息1、极性极性电路用来确定信号的极性码“C1”。输入PAM信号是双极性信号，当抽样值为正时，在位脉冲到来时刻得到“1”码；2、整流器：PAM信号经整流器后变成单中大I

3、保持保持电路的作用是在整个比较过程中保编7位码(极性码除外)需要在一个抽样周期Ts以内完成Is与Iw的7次比较，在整个比较过程中都应保持输入信号的幅度不变，中大4、比 用是通过比较样值Is和标准值Iw进行非线性量化和编码。当Is＞Iw时，得到“1”码，反之得到“0”码。由于在13折中用7位二进制代码来代表幅度码，所以需要对样值进行7次比较，其比较是按时序位D2,,D8逐位进，根据比较结果形成C2,,C8各位幅度码。每次所需的标准值Iw均由本地解码电路提供。中大逐次对分，比如：段落码C2的标准值Iw128Δ,因为C2=0表示第1-4段，C2=1表示第5-8段。如果已经确定C2=0,C3的标准值为32为C3=0示第1-2段,C3=1表示第3-4段。段落C2C3C标准值的确定过程如图4-23中大图4- 段落码标准值的确定过中大5、本地本地电路的作用是产生比较判决器所需的标准值。它包括电路、7／11变换电路和11位线性。电路用来寄存7位二进代码，除C2码外，其余各次比较都要依据前几次比较的结果来确定标准值Iw。因此，7位码字中的前6位状态均应由电路寄存下中大7／11变换电路是将7位非线性幅C2~C变换成11位线性幅度码1~B1B1~B11各位码的权值如表4.6所示表4.61~1各位码的权8421中大 电路的码也只有7位，而线性电路需要11个基本的权值支路，即B1~对其控制。因此，需通过7／11逻辑变换电路将7位非线性码转换成11位线性码。 路来产生各种标准值Iw。确定C2~C8 中大非线性码与线性码的变换原则是：变换前后非线性码与线性码的码字电平相非线性码的码字电平，即编 器输出非线性码所对应的电平，也称为编码电 IC IBi

23C22C21C20

中大IBi表示该i段落内的量化间隔。编码电平与抽样值的差值称为编码误差。需要注意的是，编码电平是量化级的最低电平，它比量化电平低 2线性码的码字电平表示为ICLICL1024B1512B2256B3"2B10其中，表示量化单

中大[例4.6]设输入信号抽样值Is= 计算编码电平，写出7位非线性幅度（不含极性码）对应的11位线性解：输入信号抽样值处于第83化级，因此编码1024364中大由于非线性码与线性码的变换原则是

对应的11位线性。0中大二、A律13折 换。还原出的样值信号电平为量化电中大 中大图4- 器的原理中大中的本 器采用的7/11变换不超i2，人为地补上了半个量化i2。中大所 器输出的电平称 电（即量化电平），用ID器输出的 电平和样值之差称 IDIC 23C22C21C20C 中大[例4.7]采用13折线A律编电路，设接收端收到的码字为“”，为自然二进码，试写出电平和中大“”，位于第1段落第3量化级，所以量化电平（即电平）为3.5。中大中大脉冲编码调制（PCM）原PC的产生数变换PC量化误差中大 8bit二进折图4- PCM系统的原理中大PCM编码位数和量化级数满足M2l。通过抽样、量化、编码三个步骤，时间连续信号就用二进制代码来表示。因此，一个抽样周期Ts内要编l位码，每个二进制码元宽度 b l中大所以，二进制代码的码元速率BR1llflogMB

RBRB=lfs

其中，抽样频率与抽样周期呈倒数关系的

fsT=T=1sfsTTsbl81中大PCM信号可以是直接的基带传输，也可以是频带传输，带宽与其传输方式有关，将在第5章和第6章作介绍。当采用矩形脉冲传输时，所需要的带宽B与脉冲宽度成反比，第一零点带宽为B1/。中大度与二进制码元宽度Tb的比值，即b中大因此，已知二进制码元宽度Tb和占空比就能得到PCM信号的第一零点带宽。可见，码位l越多，码元宽度Tb越小，占用带宽B越大，信道将下降。显然，传输PCM信号所需要的带宽要比模拟基带信号m(t)的带宽《通信原理课[例4.8]单路语音信号的最高频率为4000Hz，抽样频率为奈奎斯特抽样频率，以PCM方式传输。抽样后按照256级量化。设传输信号的波形为矩形脉冲，占空比为1。计算PCM基带信号第一零点解：因为抽样频率为奈奎斯特抽

2fH 因为量化级数M ，所中大

因为二进制码元RB与二进制码元宽度Tb也是呈倒数关系的，所以:Tb1

因为占空比为1，所以Tb，则PCM基带信号第一零点带B1/τ64000Hz中大PCM声产生机理不同，可以认为它们是统计独立的。因此，我们可以先讨论它们单独存在时的系统性能，然后再分析它们共同存在时中大ˆtm0tnqtne

（4.5-式中，m0t为输出端用

表示；nqt为由量化噪声引起的声Nq表示；ne为由信道加性噪声引起的输出噪声，其功率用Ne表示。中大常将系统输出端总的信号噪声功率比0S0

E[m2 So0oN0

E[n2]E[n2 N中大假设输入信号m(t)在区间[-a，a]具有均匀分布的概率密度，发送端采用奈奎斯特抽样速率进行理想抽样，并对抽样值均匀量化，量化电平数为M，接收端通过理想低通滤波器恢复原始的模拟信号。通过推导，可以得PC:中大

可见，PCM系统输出端的量化信噪比随而PCM系统带宽B随着编码位数 呈线增加，所以PCM系统输出端的量化信噪比随系统的带宽B按指数规律增长。而模拟调制仅随带宽B按线性规律增长，这是PCM系统中大加性噪声对PCM系统的信道噪声对PCM系统性能的影响表现在接收端的误码上。由于PCM信号中每字代表着一定的量化值，所以若出现误码，被恢复的量化值将与发端原抽样值不同，从而中大假设加性噪声为高斯白噪声，每字中出现的误码可以认为是彼此独立的，并设每通过推导，由误码产生的平 22l

eNeee

中大同时考虑量化噪声和信道加性噪声时，得到PCM系统输出端的总信噪功0S0

NN So/Nq表示PCM系统输出端的平均量由式（4.41）可知，在小信噪比的条件下，即4Pe 1时，误码噪声起主要作用，信噪比与误码率成反中大在大信噪比的条件下，即

22l<<1忽略误码带来的影响，只考虑量化噪声的影响就可S0

N0 易降到106以下，所以可采用上式来估计PCM中大 路时位时数字中大4.8时分复用和多路数字 统时分复用（TDM）是建立在抽样定理基础中大时分复用中大中大PAM系统（TDM-中大图3路PAM信号时分复用原理中大抽样时各路每轮一次的时间称为一帧，长度记为Ts，它就是旋转开关旋转一周的时间，即一个抽样周期。一帧中相邻两个抽样脉冲之间的时间间隔叫做路时隙（简称为时隙），即每路PAM信号每个样值允许占用的时间间隔，记为Ta＝Ts/n，这里复用路数n=3。3路PAM信号中大n在接收端，合成的时分复用信号由旋转开（分路开关，又称选通门）依次送入中大形式传输，目前信号采用最多的编码方式中大时分复用的PCM系统（TDM-中大图4-313路PCM信号时分复用原理中大在发送端，3路话音信号m1(t)、m2(t)和m3(t)经过低通滤波后成为最高频率为fH的低通型信号，再经过抽样得到3路PAM信号，它们在时间上是分开的，由各路发送的定时取样脉冲进行控制，然后将3路PAM信号一起进行量化和编码，每个PAM信号的抽样脉冲经量化后编为L位二进制代码。最后选择合适的传输码型，经过数。中大 中大TDM-PCM系统的二进制代码在每一个抽样周期nl个，这里n表示复用一位二进制码占用的时间称为位时隙，长度记T

T Tn 其中,Ts为一帧的长度,Ta=Ts/n为路时隙中大一、TDM信号的码元1、TDM-PAM对于n路频带都是的TDM-PAM信号，每秒钟的脉冲个数为nfs RBnfs(Baud中大2、TDM-PCM元速率RBnlfs(d)这里n表示复用路数，llog2M表示每中大因为二进制码RBnlfs所以对应的信息速率Rbnlf(bit/s)中大二、TDM信号的带B1/中大中大解：二进制码元的速率为RBnlnlog2Mfs 因为二进制码元速率与二进制码元宽度也是iTb1RB4.16中大因为占空比为0.5，所以0.5Tb，则PCM基B1/

480000Hz480kHz n=10、中大PCM30/32 准化制式，即PCM30/32路制式（E体系）和PCM24路制式（T体系）。我国规定采用的是PCM30/32路制式（E体PCM30/32路系统的帧结构如图4-32所示。中大-2PCM30/32路系统从图中可以看到，在PCM30/32路的制中，一个复帧由16帧组成，一帧由32个时隙对于PCM0/32由于抽样频率为8000Hz，因此，抽样周期（即PCM30/32路的帧周期）为1/8000=125s；一个复帧由16帧组成，这样复帧周期为2ms；一帧内包含32路，则每路占用的时隙为125/32=3.91s；每时隙包含8位折叠二进制，因此，位时隙占488ns。中大传码率为256×8000=2.048信息速率为2.048Mbit/s中大PCM30/32路系统的一帧由32个时隙组成一、30个话路时隙:TS1～TS15，TS1～TS15分别传输第1-15路（CH1～CH15）话音信号TS17～TS31别传16-30（CH16～CH30）话音信号。在话路时隙中，中大（2）帧同步时的帧同步码字，码型为“”，占用偶帧TS0的第2～8位；奇帧发送帧失步告警码，占用奇帧TS0的第3位帧失步时，A1=1中大(3)在传送话路信令时，PCM30/32路系统采用TS1664kbit/s集中起来用来传送30个话路的信令每路信令只有4个比特，频率为500Hz每隔2ms传输一次。由于一个复帧的长度为2ms，一个复帧有16个帧，即有16个TS16(每中大每帧TS16就可以传送2个话路的信令信号每路信令信号的4个比特用a、b、c、d表第1-15路（CH1～CH15）的信令码分别占用Fl～F15帧的TS16的前4位，第16～30路（CH16～CH30）的信令码分别占用Fl～中大PCM前面讨论的PCM30/32路和PCM24路时分多中大表数字复接系列（准同步数字系列302424中大复接系列具有如下优易于构成通信网，便于分支与插入复用倍数适中，具有较高效 中大准同步数字系列中大 中大图基于PCM30/32路系列的数字复中大复接和和相位）目前大容量链路的复接几乎都是TDM信号的复接中大光信 准同步数字体系 两个建T体系－ 差异在于复接话路的个数有所不中大光信 比特率比特率EE-E-E-E-E–T体系中T–T-T-））T–）））光560.） E体系的结

4路139.264

设

4路8.448

复设复设4

4

复复设

4路2.0481(3064

复设4复设复设复设

PCM复中大光信 PCM复E体系的速 此输出称为一次群信号层：个。E-4层：比特率为139.264Mb/s倍关系。中大光信 一次群的1复帧＝1616

2m32个时 10 12 14 16 18 20 2211011101100*

话路(CH1~

信

话路(CH16~帧同奇帧11A1*111A1*

8(1bit=

8中大

(1bit

信号的抽样频率为8000Hz，抽样周期为125s，即1帧的时间。 时隙TS0的功 应该全为“1”。中大光信 时隙TS16的功能：可以用于传输信令信令时，它也可以像其他30路一样用于传输语音 节点交换下列有关信呼叫建立（Call拆除分布式应用程序：进程；用户到用户的数网络管理中大光信 网中传输信令的方法有两中大光信 帧个比特“同步码组，后至）中路帧2。帧1帧123456780000xyxX中大光信 PCM数字复接 中大光信 数字复接逐比特复接（按位复接ttt复接后的高速大息器数字复接按码字复接（按路复接按帧中大光信 同步复接原理：各支路信号同一个时钟均为标称速率，按位或字节间插即提分路总时钟业务基群缓存缓存基群基群缓存缓存基群基群缓存缓存基群基群缓存缓存基群分接定帧同步同码输出复接器定时时二次中大光信 二次群同步复接帧结个基群合成一个二次群，按位复接，帧长1056位132 业务

125μs（10561 公

对局告 公

公

公务呼 公帧同步 帧同步

传输速率：1056bit/125×10-6

中大

8448-异步复接原理：各支路信号不同源，允许一定范围的容差（码速调整同步后才能复接。同定同定定1234±50×10-

合调调复

分分恢34±50×10-中大光信 基群异步调整帧二次群标称速率：8448Kb/s4×2048Kb/s256故每个基群每秒钟需要插入：256K464其中Fj1Fj2Fj3为同步、对告码，vj为调整插入时隙，Cj1Cj2Cj3为插入 I

II

III

IV

Cj3同步和信息码插入信息

插 信息

信息对告码

标志

标

标志

基群支路比特分配示意中大

二次群异步复接帧I组II组I组II组告备警用9101112..1 212213214215

IIIIII组IV组..V1V2V3.. 中大光信 二次群数字复接设备HDB3信号中

双/双/译

34

外时编单/编单/2048kHzOSC（备用支路LIS监视单 失编缓存编缓存单/

译译插入比特扣除插入比特扣除分 分

双/双/HDB3中大

4失 对

中PDHvs.只有地区性电接口规范 和欧洲标准），造成国际 无光接口规范，各厂家自行开发线路码型，无法实现横向兼中大中大接 类速线路码干线34M本地34M设干线型设菲利蒲//西门子//只有基群速率是同步的，二次群以上是异步的，需要进行逐,会使传输性能下降；PDH分插支路信号的 光信 /电

光信逐级分解中大

逐级调整

主要为语音业务设计，而现代通信要求业务多样化宽带化（高速数据 传输以点对点为主，靠人工进行交叉连接 现在长途网、本地网和接入网广泛采用SDH开销：运行、管理 设备必须附加的字OAM：Operation，Administrationand中大光信 数字复接（PCM高次群中大SDH 中大 从技术体制上对传输系统进行根本的，中大 网拓扑,充分发挥网络构成的灵活性与安全字复接系列（同步数字系列）如表7.2所示中大表数字复接系列（同步数字系列中大与PDH相比，SDH具有一系列优越性 、欧洲三个地区性PDH数字设备在光互通。动态改变网中大比如可以借助软件控制从高速信号中／插入低速支路信号，避免了像PDH那样需对全部高速信号进行逐级分接复接的帧结构中 管理比特大约占5％，大 中大 中大SDH基本准。整个网（例如铯原子钟），没有准同步系统中各设备定时误差的问(O)s中大光信 SDH的速率等比特率STM-STM-STM-STM-目前制定了倍，STM-1：是基本模块，包含一个管理单元群和段开销(SOH)STM-N：包含N个AUG和相应的SOH中大光信 PDH体系和SDH体系之间的中大光信 PDH和SDH连接关

STM-STM-

TUG-

指针处复用定位调映射

TUG-C——容器TU——C——容器TU——支路单元AU

C-26.312C-122.048中大

C-n容器-

SDH的结进入容器C-n，(n