TI杯电子设计竞赛A题论文

开关稳压电源具有集成度高、外围电路简单、电源效率高等优点，在各种电子产品中得到广泛的应用。尤其是基于电池供电的便携式系统数量日益增长，开关稳压电源已经取代效率较低的线性稳压器，成为现代超大规模集成电路系统中不可或缺的部分。本文主要研究降压型直流开关稳压电源。本文首先介绍了降压型开关稳压电路的概念，并在此基础上设计几种方案，通过比较与分析采用了基于同步降压控制器LM5117PMHE，Mos管CSD18532KCS的Buck电路，并根据降压控制器和场效应管的特性进行了理论分析与计算。其次，本文利用TI在线仿真软件对理论计算进行了仿真验证，仿真结果与理论计算一致。最后，本文介绍了测试方案与条件，并对测试结果进行了分析。关键词： 降压型直流开关稳压电源 LM5117PMHECSD18532KCSAbstractSwitchingpowersupplyhasmanyadvantagessuchashighintegration,simpleexternalcircuitandhighefficiencypowersupply.Ithasbeenwidelyusedinvariouselectronicproducts,especiallywiththegrowingnumberofportablesystems,whichbasedonbattery-powered,switchingpowersupplyhasbeenreplacedbylessefficientlinearregulatorsandbecominganindispensablepartofmodernVLSIsystems.Thispapermainlystudiesastep-downswitchingregulatorDCpowersupply.Thispaperintroducestheconceptofthestepdownswitchingregulatorcircuit,andshowsseveralschemesonthisbasis.Analyzingandcomparingwitheachschemes,weuseabuckcircuitwhichbasedonsynchronousbuckcontrollerLM5117PMHEandMOSFETCSD18532KCS.AccordingtothecharacteristicofbuckcontrollerandMOSFET,wehaveseveralanalysesandcalculations.Secondly,weuseTI-onlinesimulationsoftwareandthesimulationresultsisconsistentwiththetheoreticalcalculation.Finally,thispaperdescribesthetestschemesandconditions,andthetestresultsareanalyzed.Keywords:Switchingpowersupply,LM5117PMHE,CSD18532KCS一、设计任务及说明任务降压直流稳压电源以TI公司的降压控制器LM5117芯片和CSD18532KCSMOS场效应管为核心器件，设计并制作一个降压型直流开关稳压电源。额定输入直流电压为%=16V时，额定输出直流电压刎/5V，输出电流最大值为*嵌=3入。测试电路可参考图1。降压直流稳压电源负载识别UR端口.图1电源测试连接图(负载识别端口名称改为输出控制端口)2.要求额定输入电压下，输出电压偏差：|A^OI=|5V-^O|<100mV；额定输入电压下，最大输出电流：IO>3A；输出噪声纹波电压峰峰值:UOPP<50mV(qN=16V,/。=/Omax)；/°从满载/Omax变到轻载0.2/Omax时，负载调整率：S.=|^载-1|x100%<5%(UIN=16V)；’O满载UIN变化到V和V，电压调整率：S=maX(|%17.6V)-"o(16V)LWo(16V)-"o(13.6V)Dx100%<0.5%"o(16V)(RL="o(16V))^Omax效率n>85%(uin=16V，/O=/Omax)；具有过流保护功能，动作电流/Oth=3.2±0.1A；增加1个2端子端口，即输出控制端口，端口可外接电阻R(1kQ〜10kQ)，参考图1。电源输出电压UO由下式确定T(v)；尽量减轻电源重量，使电源不含负载Rl的重量V0.2kg。设计报告二、方案论证2.1主电路的论证与选择2.DC-DC主回路拓扑电路的论证与选择方案一：采用如图2-1所示的DC-DC拓扑电路，令其工作在Buck电路模式。Buck电路是一种主要的降压型DC/DC变换拓扑，通过单片机或DSP控制开关器件S的占空比来控制输出电压，其拓扑结构简单，控制方便，但此电路在输出电流较大时稳定性变差，效率受到较多因素制约，且总重量较重，无法满足要求。图2-1DC-DC拓扑电路方案二：采用基于同步降压控制器LM5117的Buck电路，如图2-2所示。图2-2LM5117拓扑电路LM5117的控制方法基于采用仿真电流斜坡的电流模式，它适用于各种输入电源的降压型稳压器应用。使用仿真控制斜坡可降低脉宽调制电路对噪声的敏感度，有助于实现高输入电压应用所必需的极小占空比的可靠控制。LM5117的工作频率可以在50kHz至750kHz范围内设定，可利用自适应死区时间控制来驱动外部高边和低边NMOS功率开关管。可选的二极管仿真模式可实现非连续模式操作，提高轻负载条件下的效率。高电压偏置稳压器可利用外部偏置电源进一步提高效率。综合方案一和二，可以得出结论，方案一的电路由于需要用额外的驱动电路来控制MOSFET，必然会带来重量的增加和效率的下降，另外利用软件实现闭环，可能达不到赛题要求的电压精度；方案二则完全采用硬件电路来实现，难点在于参数计算与调试，但一旦实现，电路极其可靠，而且重量轻，输出稳定，经济性价比高，可以较好的满足题目的各种指标。综上所述，决定采取方案二。三、理论分析和计算3.1降低纹波的方法MOSFET的开关频率，输出滤波稳压电容的大小，以及电路反馈端电阻阻值的精度和温度稳定性，都会影响电路输出电压的纹波。开关频率的大小会影响输出电压纹波的大小，但是开关频率过大，又会影响电路的功耗。所以我们将开关频率设定为131k，从理论上将电压纹波的波动减到一个非常小的数值；若是电路的输出反馈电阻随温度上升变化得很厉害，也会影响到输出电压。所以对于输出端分压电阻RFB2和电阻Rfb1，我们选择温漂较小的精密电阻，以实现输出电压平均值基本不随电路持续工作时间而改变。输出电容器可以平滑电感纹波电流引起的输出电压纹波，并在瞬态负载条件下提供一个充电电源。针对本赛题，我们选择最大ESR为20mQ的一个470UF和一个220UF的电解电容作为主输出电容。并在输出端又并联两个22uF，两个100nF，一个100pF的低ERS/ESL陶瓷电容器，以进一步降低输出电压纹波和尖峰。3.2DC-DC变换方法同步降压控制器LM5117可以实现DC-DC变换，它集成了高边和低边NMOS驱动器。稳压器控制方法基于仿真电流斜坡的峰值电流控制模式。峰值电流模式控制提供了固有的输入电压前馈、逐周期电流限制，同时简化了环路补偿。使用仿真控制斜坡可降低PWM电路的噪声敏感度，有助于可靠处理高输入电压应用所必需的极小占空比。LM5117采用的独特的斜坡发生器，它实际上并不测量高边开关管电流，而是重建这个信号。表征或仿真电感器电流为PWM比较器提供了一个斜坡信号，此信号没有前沿尖峰，也无需测量或滤波延迟，同时保持了传统峰值电流模式控制的优点。电流重建由两部分组成：采样和保持直流电平和仿真的电感电流斜坡，如下图所示。采样和保持直流电平是由测量流经电流检测电阻的循环电流得出的。只有在高边开关管的下一个传导时间间隔开始之前，才能对检测电阻两端的电压采样和保持。电流检测放大器的增益为10，采样和保持电路提供了重建电流信号的直流电平。图3-1电流的重建在LM5117内部有一个高精度电压给定，RFB1两端电压在稳定时一定为，所以设定RFB2和Rfb1的比例，就可以设定输出电压，实现DC-DC变换。输出电压的表达式为："fB2=V°UT_13.3稳压控制方法内部高增益误差放大器可以产生一个与FB引脚电压和内部高精度0.8V基准之差成正比的误差信号。当电路产生波动时，瞬间rfb1两端的电压不为，

则误差信号输入进LM5117处理后，改变输出端两个MOSFET的开通关断占空比，就可以使输出电压稳定在一个固定值。Type2Cuinu«i'ualjt>iiType2Cuinu«i'ualjt>ii图3-2反馈配置和PWM比较器四、电路与程序设计与器件的选择根据赛题要求可知，LM5117输入输出条件为：-输出电压Vo=5V•满载电流lomax=3A•最小输入电压I.（）m（max）•最大输入电压V.m（max）由于题目中要求的效率为85%以上，计算知：当额定负载时，电路输出功率为15W，若假设电路的效率就是85%，则可得输入端功率为17.647W，这样，电路总损耗要小于17.647-15=2.647W。一般来说，较高频率的应用体积较小，但损耗也较高。为了满足题目中85%效率的要求，开关频率应尽量小；为了满足题目中总装置重量小于200g的要求，开关频率要尽量大，综合两者分析，选定折中的开关频率为131kHz。电路参数计算过程如下：4.1.1定时电阻Rt电阻A『计算公式如下:Rt5.2x109 —948Rt5.2x109 —9485.2x109131k—948=38.8k同时算得MOSFET的最大占空比Dmax=0.37,最小占空比DM.n=0.28,实际电路Rt取值为39kQ。4.1.2输出电感Lo最大电感纹波电流出现在最大输入电压时。通常情况下，20%至40%的满载电流是在磁芯损耗和电感铜损之间一个很好的折中方案。较高的纹波电流可以使用较小尺寸的电感器，但为了平滑输出的纹波电压，输出电容要承担更大的负荷。针对此题，选择纹波电流为3A的40%。已知开关频率、最大纹波电流、最大输入电压和标称输出电压，电感值可以用以下公式计算：L0= —x(1--^^)[H]PP(MAX)%fsw VIN(MAX)3V 3VL0=340.4x131kHzX(1-1777)田]=22知H实际电路如取值为22.0uH。4.1.3二极管仿真功能为了满足题目中要求的效率指标，决定使用LM5117的二极管仿真功能，从而减少无负载或轻负载条件下的功率损耗，因此DEMB引脚要浮置。4.1.4电流检测电阻心转换器的性能根据K值会有所不同。对于本题，选择7K=1，以控制次谐波振荡和实现单周期阻尼。考虑到误差和纹波电流，最大输出电流能力Iumax应高于所需输出电流的20%至50%。本题中，选择了3A的％。电流检测电阻值计算公式如下：KR.= 伊叫^/"=0.0240〃【OUT(MAX)常X岛-赞实际电路Rs取值为0.024Q，用两个12mQ的电阻串联实现。在大多数PWM周期，当电流流经低边NMOS时，该检测电阻的额定值必须能够处理最大输入电压时的功耗。&s的最大功耗可以计算如下：VPRS=(1-F^)XIOUT2XRsW]=0'15^IN(MAX)输出短路的最糟糕条件下的峰值电感电流计算如下：/ —匕N(MAX)X*0N(MIN)[a]—rd41LIM_PK= / I1=-4.1.5电流检测滤波器Res和电LM5117本身不会受到大前沿尖峰的影响，因为其谷值电流采样恰恰先于高边开关管出现。电流检测滤波器可用来最大限度地减少从任何外部噪声源注入的噪声。在一般情况下，没有必要使用电流检测滤波器。在本题参数设置中，没有使用电流检测滤波器。斜坡电阻rramp和斜坡电容cRAMP电感电流斜坡信号是通过Rramp和Cramp仿真的。针对本赛题，将CRAMp值设置在820pF的标准电容值。利用电感器可选择检测电阻和K系数，RRAMpK^Mr值可计算如下：R= ^^― [Q]=111.8kQRAMPKXCrampXR$X%实际电路中，Rramp取值为82KQ，这是为了满足题目中要求过流保护点3.2A而人为调整的。由于采样电阻虬电容CRAMP实体本来就存在一定误差，所以通过调节电路中Rramp的数值，来改变电流仿真的斜率，从而调整过流保护电流设定值。经实际电路调试，当Rramp为82KQ时，过流保护恰巧在3.205A发生。4.1.7UVLO分压器Ruv1、Ruv2和CFT所需启动电压和迟滞由分压器由Ruv1和RUV2设定。电容&t为分压器提供滤波。对于这样的设计，启动电压设置为，低于vin（min）iv。vHYS设置为2V。Ruv1、RUV2的值可以用公式计算如下：R=HYS= =100kQ四2 20^A20^AR=一 [Q]=-2^=11.01kQUV1VIN,stARtuP)-1.25V 20^A实际电路中，电阻RUV2取值为100kQ；电阻Ruv1取值为11kQ，用10kQ和1kQ电阻串联实现。根据TI官网提供的计算器，算出并联在Ruv1两端的电容C〃最大取值为192PF，经过权衡，在实际电路中采用47PF的电容值。4.1.8Vcc禁用和外部V3电源在本赛题中，设置vCCDIS为浮置状态，使用芯片内部的自带岭。稳压器。4.1.9电源开关管Qh和Ql功率NMOS器件的选择与决定开关频率的取舍一样。克服高边和低边NMOS器件的损耗是比较不同器件相对效率的途径之一。功率NMOS器件的损耗可以分解为导通损耗、栅极充电损耗和开关损耗。导通损耗F*约为：膈Hgde）=服（曲2X电（gXL3）W]Pdc(le=(1〃)X(曲2X电伽)X1.3)W]式中D为占空比，系数1.3为由于发热增加的NMOS器件导通电阻。另外，利用MOSFET数据表中的Rds(°n)与温度关系的曲线，可以去掉1.3的系数，并预估NMOS器件的高温导通电阻。栅极充电损耗%)是由驱动功率NMOS器件栅极电容的电流造成的，近似值为：%『XSX%XQg代表一个具体NMOS器件的总栅极电荷，“n”是NMOS器件的数量。栅极电荷损耗不同于导通损耗和开关损耗，其实际耗散出现在控制器IC。在短暂的转换期间，当高边NMOS器件开启和关闭时，就会发生开关损耗£)。在转换期间，NMOS器件的通道中都会出现电流和电压。开关损耗可近似表示为：PSW=0.5XV1NXlOUTX(tR+tF)Xfsw[W]tr和年是高边NMOS器件的上升和下降时间。开关损耗的计算只针对高边NMOS器件。低边NMOS器件的开关损耗是微不足道的，因为在低边NMOS器件开关前后，低边NMOS器件的体二极管开启。本题中，施加在NMOS器件的最大漏-源电压为。选定的NMOS器件必须能够承受，加上来自漏-源极的所有振铃，而且必须能够至少处理vcc电压以及所有来自栅-源极的振铃。实际电路中最后采用TI公司的CDS18532作为开关MOSFET，可以得到该MOSFET的%=44nC,'=5.3ns，tf=5.6ns。4.1.10VIN滤波器Rvin和&加的选择在高输入电压应用中，应格外注意确保VIN引脚不超过75V的绝对最大额定电压。线路瞬态或负载瞬态期间，vIN上的电压振铃超过绝对最大额定值就可能损坏IC。在VIN增加一个RC滤波器（Rm、Cvin），可帮助防止不良的PC板布局和高频开关噪声注入带来的错误操作。实际电路中，针对本题的取值为Rvin=3.9^，命n=0.47必。4.1.11自举电容匚庭和自举二极管Dhb在每个周期的开启期间，HB和SW引脚之间的自举电容提供栅极电流，对高边NMOS器件栅极充电，还为自举二极管提供恢复电荷。这些电流峰值可达几安培。自举电容的建议值至少是uFoChb应该是一个质量很好的低ESR陶瓷电容器，它应位于IC的引脚旁，以尽量减少可能由引线电感引起的破坏性电压瞬变。此题中自举电容的最小绝对值计算公式为：Q%2站同=0.29必hb式中Qg是高边NMOS栅极电荷，Whb是Chb上的容许电压降，通常不到VCC的5%或保守值为。对于此题，实际Chb选择的值为0.47uFo^CC电容^VCCvcc电容（&仃）的主要用途是为如驱动器和自举二极管提供峰值瞬态电流，并为Vcc稳压器提供稳定性。这些峰值电流可达几安培。建议的Me值应不小于0.47UF，且应该是一个良好品质的低ESR陶瓷电容器。Cvcc应连在IC引脚上，以尽量减少可能由引线电感引起的破坏性电压瞬变。对于此题，实际电路中取值为1UF。4.1.13输出电容Co输出电容器可以平滑电感纹波电流引起的输出电压纹波，并在瞬态负载条件下提供一个充电电源。我们选择了一个最大ESR为20mQ的470nF和220UF的电解电容作为主输出电容。具有最大ESR的输出纹波电压的基本元件近似值为：L，i、…—LV0UT=1PPXR疽+（ ）2[y]=25mVESR ^8xfXC71-JJSW OUT实际电路又并联了两个22uF的低ERS/ESL陶瓷电容器和两个100nF，1个100PF电容，以进一步降低输出电压纹波和尖峰。4.1.14输入电容CIN在开关频率下，稳压器输入电源电压通常具有高源阻抗。有必要使用质量好的输入电容来限制vIN引脚的纹波电压，同时在导通时间内提供最大的开关电流。当高边NMOS器件导通时，电流进入器件使电感电流波形达到谷值，再上升到峰值，然后在关断时下降到零点。应根据RMS电流额定值和最小纹波电压选择输入电容。所需的纹波电流额定值的合适近似值是IRMS>聊针对本赛题，使用了10个2.2nF陶瓷电容器，形成22uF的输入电容。使用陶瓷电容器，输入纹波电压将为三角波。输入纹波电压可近似表示为:△匕n=耳*；。气^=0.25^^SW*N4.1.15软启动电容CSSSSSS引脚的电容（CSS）决定软启动时间（tSS），它是达到最终稳压值的输出电压持续时间。一个给定CSS的qS可由下式求得：_0."X0.沙_'ss= 10^ =8mS此时软启动时间为8ms，实际电路CSS的取值为0.1UFO4.1.16重启电容器CreSRES引脚的电容（Cres）决定tRES，它是LM5117在以断续模式电流限制尝试重新启动之前处于关闭状态的时间。从下式可计算出给定CRES的'res:_0.47必X1.25V_'res= 10^ =59mS实际电路中，设定重新启动时间为59ms，CRES选择的值为0.47uFo4.1.17输出分压器RFB2和Rfb1rfb1和RFB2设置输出电压电平。这些电阻的比值计算公式为：RFB2—^OUT_1

— -LRFB1 0.沙RCOMP和RFB2之间的比值决定了中频增益AFB_MID。较大值的RFB2可能需要相应较大值的RCOMP。RFB2应足够大，以使分压器总功耗很小。实际电路中：RFB2选择了2067Q，用2kQ，47Q，20Q电阻串联实现，RFB1选择为390Q电阻。4-1-18环路补偿元件Ccomp、RCOMP和CHFCCOMP.rcomp和CHF可配置误差放大器增益和相位特性，以产生一个稳定的电压环路。计算方法可以分为四步：选择"ROSS通过选择十分之一的开关频率，"ROSS可计算如下：ff=也=13.1kHzCROSS10确定所需的Rcomp已知fcRoss，Rcomp可计算如下：Rcomp=2"XR,X气XCqutXRpB2XfcRQss[^]=20779〃实际取值为20750Q，用20kQ和750Q电阻串联实现。确定%MP以消除负载极点已知Rcomp，Ccomp可计算如下：C=RloadXC°UT[F]=41285PFCOMP RCOMP实际取值为47nF。确定CHF，以消除ESR零点已知Rcomp和Ccomp，CHF可计算如下:[F]=251pFLsrX'outX^comp

^COMP