电磁兼容原理及应用 教学课件 熊蕊 第6章 电力电子装置和系统中的EMC问题和对策

熊蕊第六章电力电子电路与系统的EMC问题及对策引言电力电子电路系统中，同时存在强干扰源产生干扰（差模和共模）、噪声传播途径难以切断、敏感元件易受干扰的问题。同时，电力电子电路开关方式产生的脉冲导致的干扰频谱宽，功率范围和产生影响大。对于电力电子电路和系统，除了和上一章的电路与系统中采用相似EMC方法外，还要研究其特有的工作方式和应用场合产生的EMI问题，采取相应的对策。电力电子电路与系统在应用中产生的电磁噪声与干扰问题，很大程度上是由于电力电子电路本身工作特点所导致的，例如其高开关频率、不对称电路拓扑等，如果去除了这样产生电磁干扰源的工作方式，电力电子电路就不能工作。现在，几乎所有的用电场合都能看到电力电子电路和系统的应用，因而其EMI影响不容忽视。研究电力电子电路和系统的EMC问题以及对策，也是世界各国从事EMC研究的工程师们应面对的重要课题。本章将通过专题，介绍电力电子电路和装置由于其特有的工作方式和应用场合产生的EMI问题、解决对策，以及目前这些方面的研究进展。本章要点1整流电路和非线性负载产生的低频谐波SPWM逆变器输出中的谐波2高开关频率导致的电压和电流尖峰3电力电子电路结构导致的EMI问题4电力电子电路中EMI噪声的简单排查5电力电子电路与系统的EMI抑制技术的概况总结61整流电路和非线性负载产生的低频谐波(1)谐波问题(2)谐波和功率因数的概念(3)抑制低频谐波的对策1整流电路和非线性负载产生的低频谐波传统单相整流电路输入电流中含有的谐波成分(1)谐波问题(1)谐波问题对家用电器的谐波测试结果表明：计算机、电子节能灯、彩色电视机的总电流谐波含量高达基波的70％以上，三次谐波高达基波的80%。实践证明,这些电器在大批量使用时产生的高次谐波会通过电网产生传导干扰和辐射干绕,严重影响音、视频设备的正常工作。尤其是低功率因数电子节能灯,对收音机的调幅波段产生多个频点噪声干扰,对电视机频道产生点状横带干扰。非线性负载电子节能灯输入电流中含有较高的谐波成份,尤其是3、5、7·

·

等奇次谐波。这些谐波与基波迭加改变了三相电流之间的相位差,从而使合成矢量不为零,甚至大于任一相电流。(1)谐波问题上述非线性电器总电流谐波含量偏高的原因,是由于在这些电器的输入端普遍采用了桥式整流电容滤波电路，输入电流的波形严重畸变，噪声频谱很宽，影响从低频到高频。(1)谐波问题Waveformsofvsaand

isawithoutandwiththecompensatedUPSsetundernonlinearload(three-phaseuncontrolrectifier)(a)WithoutPFC（b）withPFC（2）谐波和功率因数的概念功率因数定义：线性电路中的功率因数：失真功率因数：因此，电路的总功率因数为：（2）谐波和功率因数的概念电路的总功率因数：总功率因数等于相移功率因数与失真功率因数的乘积。这个定义适用于各种类型的负载。例如：对于线性负载，PF失真=1，PF=PF相移=cosα

，即功率因数取决于电压和电流的相位差；对于非线性负载，一般PF相移≈1，则PF

≈

PF失真，即功率因数取决于电流波形的谐波含量。（2）谐波和功率因数的概念目前电力电子的应用器件中，晶闸管电压和电流等级相对于全控器件而言非常大，能实现较大容量的电能变换，所以除了二极管桥式整流电路，晶闸管相控整流和晶闸管交流调压依然是应用比较广泛的电能闭环方式。它们的输出都是随控制角α的增大而脉动加大的周期性非正弦电压（电流），其中高次谐波成分非常丰富；同时基于相控方式的整流还存在相移功率因数问题。波形失真和相移两方面的因素，使相控整流电路的功率因数更低。这是应用中必须考虑和注意改善的问题。(3)解决低频噪声问题：电力无源滤波器

各种形式的电力无源滤波器

(a)单调谐滤波器

(b)双调谐滤波器

(c)双调谐高通滤波器(d)二阶高通滤波器

(e)三阶高通滤波器

(f)C型阻尼高通滤波器对不同谐波无源滤波器常用接线方式(3)带PFC的整流方式解决低频噪声问题

单开关BOOST型PFC电路三相单开关Buck型PFC电路三相单开关Buck-Boost型PFC串联双BOOST型三相PFC(3)带PFC的整流方式解决低频噪声问题ZCT单开关BOOST型三相PFC三相电压型PWM整流器电路拓扑1整流电路和非线性负载产生的低频谐波SPWM逆变器输出中的谐波2SPWM方式产生的正弦信号导致的谐波数字式SPWM算法造成的正弦波误差和谐波SPWM中谐波的抑制(1)SPWM方式产生的正弦信号导致的谐波SPWM方式产生的正弦波中的谐波由于死区效应等导致的谐波（2）数字式SPWM算法造成的正弦波误差和谐波由于数字算法近似模拟SPWM形成方式构成各种采样法造成的误差以及谐波（例如规则采样法等）(3)低频谐波的抑制——SPWM算法的改进SPWM调制的原理是通过对每个周期内输出的脉冲个数和每个脉冲宽度来调节逆变器输出电压的频率和幅值。SPWM传统采样方式有自然采样法、规则采样法。SPMW算法原理：自然采样法——通过计算高频三角载波和正弦调制波的交点来确定开关的切换点，求出相应的脉冲宽度，从而生成SPWM波形。它可以准确地求取每一个脉冲发生的时刻及宽度，得到非常好的SPWM波形。(1)低频谐波的抑制——SPWM算法的改进自然采样算法——由于脉宽计算公式是一个超越方程，采样点不能预先确定，只能通过数值迭代求解，实时控制较困难，不符合全数字控制要求，目前仅用于模拟控制场合。规则采样法传统的规则采样按照脉宽与三角载波的对称关系大体可以分为:

对称规则采样法不对称规则采样法对称规则采样法使SPWM波的每个脉冲均以三角载波中心线为轴线对称，因此在每个载波周期内只需一个采样点就可确定两个开关切换点时刻。具体算法是过三角波的对称轴与正弦波的交点，作平行于时间轴的平行线，该平行线与三角波的两个腰的交点作为SPWM波“开通”和“关断”的时刻。对称规则采样法由于在每个三角载波周期中只需要进行一次采样，因此使得计算公式得到简化，并且可以根据脉宽计算公式实时计算出SPWM波的脉宽时间，可以实现数字化控制。但是由于形成的阶梯波与正弦波的逼近程度仍然存在较大的误差，从而会造成一定的控制误差。不对称规则采样法在每一个三角载波周期的正峰值（D点）和负峰值（E点）处分别对正弦调制波进行采样,延长与三角波相交于A、B两点，从而确定高电平脉冲的起始时刻tA和关断时刻tB

。设三角载波的幅值为1，正弦调制波的幅值为M(M为调制度)。且由于三角载波的频率较正弦调制波的频率要高得多，故在一个三角载波周期的小区间内可以认为正弦调制波是单调增加或减少的函数，不对称规则采样法根据相似三角形定理可得：它在三角载波的顶点对称轴和三角载波的谷点对称轴位置进行采样，每个载波周期内采样两次，这样所形成的阶梯波与正弦波的逼近程度较对称规则采样有很大的提高，得到的SPWM脉宽较对称规则采样也更接近于自然采样，因此输出的波形比采用对称规则法好。不对称规则采样法在数字控制系统中，根据脉宽公式计算出下一个载波周期事件管理器中比较器的比较值，将其载入DSP的比较寄存器中，即时更新比较值，达到连续控制每一个三角载波周期的脉冲宽度的目的。采用不对称规则采样算法，虽然得到的波形要比对称规则采样法好，但是因有两个正弦值需要实时进行计算，而在DSP控制程序中对于每一个正弦值的计算一般都是通过查表得到的，要得到不对称规则采样的脉冲宽度值，需要在DSP程序中对相应的正弦值进行两次查表，这样不仅增加了程序设计的复杂程度，而且会使系统产生比较大的延时。不对称规则采样法更为重要的一点，从图1可以看出，采样的交点A和B与实际的相交点有偏差，采样点的水平延长线与三角载波的交点都处于正弦调制波的同一侧，也就是说A、B两点均处于正弦调制波的下方。因此，采用不对称规则算法所得到的高电平脉宽比自然采样时要短，而低电平脉宽比自然采样时要长，最终造成更大的误差。峰值型不对称采样方式——改进采样法及算法为了优化DSP的控制算法，改善不对称规则采样法，使采样相交点更接近于自然采样的交点，提出新的峰值型不对称规则SPWM采样方式如图。它在每个三角载波周期的正峰值（E和F点）处对正弦调制波进行采样,水平延长与三角波相交于A、B和C、D两点，从而确定出高电平脉冲的起始时刻、关断时刻和对应的高、低电平脉冲宽度。峰值型不对称采样方式

(8)峰值型不对称采样方式对称规则采样峰值型不对称规则采样峰值型脉宽输出方式具有规则采样法的优点，即可以提前确定下一个载波周期的脉冲宽度，方便地实现基于DSP的数字控制。峰值型不对称采样方式此外，这种峰值型采样算法与传统的不对称规则采样方式明显不同的是：它的每个低电平脉冲宽度均是以三角载波中心线为轴对称的。并且，若将峰值型采样算法公式和不对称规则采样算法公式进行对比分析可以发现：峰值型采样方式的高电平脉宽公式中虽然也有两个正弦值需要计算，但是两个正弦值其实只需要每次对其中的一个进行查表计算，另外一个正弦值只需要将上一次保存在存储单元里面的值读出即可。也就是说，每一次只需要查表计算出的值并且进行保存，由于的值在上一次已经通过查表计算出来了，因此可以直接使用，即每次计算出来的正弦值都可以重复使用，而所需要做的仅仅是增加一个存储单元。峰值型不对称采样方式因此，这种峰值型采样算法可以像对称规则采样方式那样，在DSP控制程序中每个三角载波周期内仅采样一次；而传统的不对称规则采样方式则需要在每个载波周期内进行两次采样。由于在DSP控制程序中对正弦值的计算一般需要进行查表，这就需要占用一定的时间。因此，这种峰值型采样算法减少了DSP采样的次数，即减少了数字控制时产生的延时时间，从而提高了DSP控制的实时性。1整流电路和非线性负载产生的低频谐波SPWM逆变器输出中的谐波2高开关频率导致的电压和电流尖峰3高频电压和电流尖峰的成因抑制电压尖峰和电流尖峰的对策(1)高频电压和电流尖峰的成因整流二极管电流的反向恢复过程导致的高频电流尖峰开关电源电路整流二极管电流的反向恢复过程导致的高频电流尖峰PN结功率二极管在由导通变为截止状态过程中，存在的反向恢复现象：普通二极管的PN结内，载流子由于存在浓度梯度而具有扩散运动，同时由于电场作用存在漂移运动，两者平衡后在PN结形成空间电荷区。当二极管两端有正向偏压，空间电荷区缩小；当二极管两端有反向偏压，空间电荷区加宽。当二极管在导通状态下突加反向电压时，存储电荷在电场的作用下回到己方区域或者被复合，这样便产生一个反向电流。理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放，因而在载流子消失之前的一段时间里，电流会反向流动并形成一个反向恢复电流，致使产生很大的电流变化(di/dt)。它恢复到零的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。由高频开关导致的高频噪声——高频开关器件高开关频率时高di/dt和dv/dt与分布参数作用产生的差模噪声和共模噪声伴随器件封装的寄生因素由高频开关导致的高频噪声——高频开关器件高开关频率时高di/dt和dv/dt与分布参数作用产生的差模噪声和共模噪声带有集中感性寄生参数的变压器Boost变换器的共模模型CMnoisecurrentwaveformswithoutcompensate开关电源中的EMI——高频开关器件工作产生的噪声高开关频率时高di/dt和dv/dt与分布参数作用产生的差模噪声和共模噪声高频开关器件工作产生的噪声高开关频率时高di/dt和dv/dt与分布参数作用产生的差模噪声和共模噪声（2）

抑制电压尖峰和电流尖峰的对策二极管反向恢复过程导致的过电流通常由于电路中的分布参数而在二极管两端形成电压尖峰。抑制二极管两端电压尖峰，一般在二极管两端并联电容C或RC缓冲网络。采用快恢复二极管等措施也能有效降低对应的电流尖峰。对于高频开关通断导致的高di/dt和dv/dt与分布参数作用产生的电压和电流尖峰，一般也可采用无源吸收电路（缓冲电路）与功率开关管并联进行抑制，如采用C（电容），或R-C（电阻+电容）、R-C-D（电阻+电容+二极管）与功率管并联抑制电压尖峰；采用L（电感）或R-L（电阻+电感）与功率开关管串联抑制电流过冲，等等。输出整流二极管反向恢复前的等效电路整流二极管电流的反向恢复期间二极管电流不能突变，此效应与一个电感等效。RC缓冲网络取值原则——C≈0.01～0.1uF；由调试值决定。R用于限制C的放电电流，以及限制回路阻抗欠阻尼引起的谐振。可按照经验公式选取：①并联电容C或RC缓冲网络（2）

抑制电压尖峰和电流尖峰的对策电力电子电路开关频率越来越高。在硬开关工作下，即开关管电流和电压的变化呈理想开关状态——在极短的时间内突增或突减，波形上升或下降沿极其陡俏，变化率和非常大，因而随着频率的提高，开关管的开关损耗会急剧上升，电路效率大大降低。严重时，在开通和关断瞬间产生的电流尖峰和电压尖峰可能使开关器件的状态运行轨迹超出安全工作区，影响开关的可靠性，同时会产生很强的电磁干扰。前面介绍的增加吸收电路（即缓冲电路），就是改变开关轨迹（即开关上升沿和下降沿的陡度），可以减小功率器件的开关损耗，但缓冲电路的实质是将功率器件所减少的能量转移到缓冲电路中，在强缓冲时，开关电路的总损耗反而增加。无损缓冲电路的研究和发展缓解了这一突出矛盾，但要增加较多的额外元件，增加电路的复杂性。因此这一矛盾和需求中，软开关技术应运而生。所谓“软开关”，是利用谐振原理，使开关变换器的开关管的电流(或电压)按正弦(或准正弦)规律变化，当电压过零时，使器件开通，或电流自然过零时，使器件关断，实现开关损耗为零，从而提高开关频率，减小变压器、电感的体积。“软开关”也称为零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)或零电流开关(Zero-Current-Switching，ZCS)，或近似零电压开关与近似零电流开关。软开关电路也有无源和有源之分。有源软开关电路采用辅助开关管控制主电路开关管谐振，让主开关管的电流或电压自然过零。因此，尽管辅助开关管不一定全程参与能量变换，但是它仍然作为硬开关起控制主开关管通断的作用。②高频软开关技术（2）

抑制电压尖峰和电流尖峰的对策图6-14是典型的软开关升压型零电压转换PWM变换电路。电路工作原理为：在每一次主开关管S需要导通之前，先导通辅助开关管S1，使辅助谐振网络谐振。当主开关管S两端电容电压谐振到零后，在零电压下导通主开关管S。主开关管S完成导通后，迅速关断辅助开关管S1，使辅助谐振电路停止工作。之后，电路以常规的PWM方式运行。主功率开关管S的关断过程是在谐振电容Cr的作用下完成的，因此本身就是一个软关断过程，不需要辅助电路作用。②高频软开关技术1硬开关PWM技术是以中断功率通量和控制占空比的方法来变换功率，结果形成脉冲电流和脉冲电压；而谐振技术是以正弦形式变换功率，它的频谱通常比PWM变换器窄。因而，对比PWM变换器，在输入端所具有的谐波干扰较小而基波分量振幅较大。2谐振开关变换器的工作波形为准正弦波，具有较低的di/dt和dv/dt。3谐振开关变换器利用了器件结电容和变压器漏感作谐振LC电路的一部分，故对有害分布参数不敏感。4谐振开关变换器工作于较高频率，便于集成化和最小化，因而通常具有较高的功率因数，对于减小电流回路、缩短连线长度十分有利。（2）

抑制电压尖峰和电流尖峰的对策

1996年，VPEC研究中心的研究人员对分别采用零电压变换（ZVT）电路与硬开关电路的两个单相400WPFC升压变换器的传导干扰进行对比实验，测试结果是出人意料的，采用ZVT技术的软开关变换器与硬开关变换器间的EMI差异很小，甚至于如果前者的附加电路布线不当，会使性能更差。与以往文献不同的是他们将两个实验模型的共模与差模干扰分别进行对比，结果是：就共模噪声而言，低频段二者特性相似，当频率超过几MHz时，硬开关的噪声高于ZVT模型几个dB；在高频段，ZVT模型的共模噪声较低，但某些情形下，ZVT模型在个别频率点的噪声峰值超过硬开关模型；就差模噪声而言，硬开关的噪声比ZVT模型强。上述实验结果可以理解为：共模噪声主要通过器件外壳的杂散电容耦合，而ZVT变换器中的主开关管为软开关，开关过程中所产生的dv/dt小，所以，ZVT变换器的高频共模干扰小于硬开关变换器，而ZVT变换器在某些频点上的噪声峰值是由于ZVT变换器中的辅助元件的不正确的布线导致的。另外，由于硬开关变换器中二极管反向恢复电流引起较高的di/dt，在高频段，硬开关变换器的差模噪声比ZVT变换器高，但高通常不影响低频成分，所以在开关频率及其低次谐波上，二者干扰特性相似。②高频软开关技术（2）

抑制电压尖峰和电流尖峰的对策由此可见，尽管ZVT变换器高频干扰特性优于硬开关几个dB，但总体上二者的EMI特性类似。就差模噪声而言，ZVT变换器优于硬开关变换器，这正是软开关优于硬开关的一面。就共模噪声而言，问题较为复杂，ZVT变换器与硬开关变换器不同的是前者具有辅助软开关的元件，其中包括流过更大峰值电流的辅助开关元件，该开关元件可能承受与硬开关变换器中主开关管相同的电压。ZVT变换器中辅助开关元件是硬性开关的，这意味着硬开关变换器中硬开关转移到ZVT变换器的辅助开关。因而，在软开关电路拓扑中，辅助开关元件是重要的干扰源。它们的位置及布线尤其重要。实质上，带有缓冲电路的PWM变换器不一定比软开关变换器具有更坏的噪声特性。但究竟软开关好还是硬开关好，还取决于电路设计初期，根据应用适当选用电路拓扑和控制技术，建立传导和辐射干扰预测模型，指导正确的电路布局。②高频软开关技术(2)抑制电压尖峰和电流尖峰的对策③优化驱动电路功能

驱动电路不仅是装置产生电磁骚扰的源之一，而且其驱动结构以及控制的不同会对主电路的电磁骚扰发射有很大的影响。改变开关器件的触发脉冲波形可以改变器件的通断电压、电流的变化率，从而改变传导骚扰的强度，但可能带来开关损耗大的缺点。意大利的AlfioConsoli等人针对MOSFET、IGBT场控器件提出了一种优化驱动方案，通过附加驱动电流源来控制门极驱动电流波形，使得开关器件的漏源电压和漏极电流的变化率可分别控制，从而达到功率器件开关损耗和EMC性能的优化。法国的F.Reby等人提出如通过控制驱动使开通、关断电流的上升和下降沿成高阶可导的光滑波形，则可大大降低骚扰。这种方案原则上仅对电流型变换器较为适合，驱动电流实现起来也比较困难。（2）

抑制电压尖峰和电流尖峰的对策④频率控制技术在PWM开关变换器中，开关器件在开通和关断瞬间产生电磁干扰，因这种干扰重复出现的间隔与开关频率fs保持一致，故这些噪声是开关频率的谐波，如图所示。频率调制技术美国VEPC的FengLin于1992年完成了离线式单端正激变换器正弦频率调制实验，证实了将电磁骚扰能量从开关频率及其整倍数的单频点扩散到其边带上分布，可降低电磁骚扰强度的分析。该方法特别有利于PWM频率已处在标准规定的射频范围内的变换器的EMC认证。某一文献用类似的方法对准谐振DC/DC变换器进行了实验。另一文献则提出了用随机占空比调制或随机变频控制方法改善EMI的频谱分布，从而求得减缓电磁骚扰发射的目的。频率控制研究方法——Parseval定理根据Fourier变换的Parseval定理：时域中的能量函数变换为频域中，也有一个能量函数与之对应：当时域信号表示成各正交基底函数的组合时，Parseval定理指出：一个信号所含有的能量（功率）恒等于此信号在完备正交函数集中各分量能量（功率）之和：频率控制研究方法从Furier变换对图和Parseval定理可知，开关噪声干扰的能量主要集中在特定的频率上，并具有较大的频谱峰值。如果能将这些能量分散在较宽的频带上，则可以达到降低噪声频谱峰值的目的，这就是频率控制的思想。通常有两种处理方式：一种是在电路开关间隔中加入一个随机扰动分量，使开关噪声能量分散在一定范围的频带中；另一种方式是在锯齿波中加入另一频率的调制波，对PWM控制波形进行整定，在产生干扰的离散频段周围形成边频带，将噪声的离散频带调制展开成一个分布频带。这样噪声能量就分散到这些分布频段上。使用频率控制技术的开关电源控制回路，必须可以同时满足两个要求：1输出电压可以实现快速、较好的整定；2

变换器低通滤波器的通带中不能再含有噪声频带的分量。频率控制研究方法主要控制方法：随机频率控制（随机频率调制）调制频率控制延伸——抖频方法扩频方法混沌控制频率控制研究方法－随机频率调制1)随机频率调制随机频率控制的主要思想是：在控制回路中（即在参考量或比较器中）加入一个随机扰动分量，使开关间隔进行不规则变化，如图a所示，开关噪声频谱由原来离散的尖峰脉冲噪声变成连续分布噪声，其峰值大大下降。频率控制研究方法－随机频率调制1)随机频率调制输出电压Uo与参考电压Ur进入比较器产生比较误差；然后由于输出电压纹波的作用，比较器产生振荡输出，再由时钟产生的恒定频率的时钟信号进行采样；最后，根据采样值，从脉冲发生器产生的两种占空比D1、D2信号中选择合适的值输入驱动电路，从而决定最终的控制信号.频率控制研究方法－随机频率调制1)随机频率调制控制波形如图。频率控制研究方法－2）调制频率控制2)调制频率控制调制频率控制是将主开关频率进行调制。首先需要的是调制载波信号，通常采用如图3a所示的正弦载波；再由载波产生相应的调制方波，如图3b所示。两种波形都需要进行频率调制，以便将噪声频谱展开成一系列的分布频带。图中fc为载波频率，fm为调制波频率。(2)频率控制研究方法－2）调制频率控制2)调制频率控制首先调制波发生器产生的调制波（白噪声）采样后输入到锯齿波发生器中；然后，根据白噪声采样值调整锯齿波的上升率，同时保持锯齿波幅值不变；最后，将调制后的锯齿波以及输出电压的比较误差一同输入到比较器中，产生最后的PWM控制信号。这种控制方法可以在不影响变换器工作特性的情况下，很好地抑制开通、关断时的干扰。频率控制研究方法－2）调制频率控制2)调制频率控制频率控制研究方法－两种控制方式的比较:随机频率控制方法关键是占空比D1、D2的选择，可以通过比较器选择实现；调制频率控制法的关键是调制波的采样，可通过调制波形的数字化处理得到。频率控制研究方法－两种控制方式的比较频率控制研究方法－两种控制方式的比较随机频率控制在开通时基本上采用PWM控制的方法，对开通噪声几乎没有影响，在关断时才采用随机频率，因而其调制干扰能量的效果不是很好，抑制干扰的效果不是很理想。由图6b所示，调制频率控制由于采用调制频率方法，在开通、关断时均能对噪声频谱进行调制，很好地抑制了开通、关断时的干扰噪声。随机频率调制的频率不定，滤波器设计也比较困难。而调制频率控制方法的频率是确定的，便于滤波器设计。两种频率控制技术都是从EMI能量为一定的原理出发，通过将开关频率点上的能量“搬移”到非开关频率点上，达到减少某频率点上信号的幅度、抑制EMI的效果。频率控制研究方法——案例1：扩频控制方法载波频率调制方法应用1——扩频控制方法扩频技术源于通信领域抗干扰的技术，它是将基带信号（即信息）扩展到一个很宽的频带上，再用载波调制，从而降低对信道的信噪比的要求。此处扩频控制在理论基础上虽然和通信中的扩频是相同的，但方法和目的不同。此处扩频控制是将载波信号扩展到一个很宽的频带上，再去调制基带信号（即工频信号），以达到降低PWM载波及其谐波频谱峰值的目的：对载波进行扩频控制去减少电力电子变换器电磁干扰，主动降低开关频率及其谐波频率的峰值，从机理上可降低EMI水平，属于对PWM的载波进行频率调制的方法。频率控制研究方法——案例1：扩频控制方法载波频率调制方法应用1——扩频控制方法根据帕斯瓦尔（Parseval）定理，只要信号保证时域能量分布不变，那么频域的能量是守恒的.这就意味着如果将开关频率点及其谐波频率点上的频带扩展，那么其峰值肯定会降低，从而减少EMI发射水平。用各种不同的周期信号对PWM载波频率进行调制的研究，如果选取频带有限的周期信号调频，就能避免能量过多地扩展到低频段，并且使滤波器和缓冲器的设计变得容易。扩频控制方法——周期信号对正弦载波信号的扩频若载波信号是正弦信号——假设未调制的载波信号为：对于调频信号，载波角频率增量

随调制信号f(t)成线性变化，即

——载波频率；kf——调制系数调频信号的总相角可从此公式中求出：调制信号f(t)：扩频控制方法——周期信号对正弦载波信号的扩频则调频信号为：通过傅里叶级数展开并推导简化为扩频以后的信号的频谱是以为中心，以为间隔的离散谱线，谱线的幅度由Cn决定。扩频控制方法——周期信号对正弦载波信号的扩频图2

正弦载波扩频前后的频谱调频信号为扩频后的频带展宽了,峰值也衰减了。理论上扩频后带宽越宽，也就是mf

和fm

越大，峰值的衰减就越大。扩频控制方法——周期信号对正弦载波信号的扩频讨论在相同的带宽mf

和fm下，不同周期性调制信号的扩频效果：随机调制函数和七种周期调制函数八种信号对正弦载波扩频后的频谱频率控制研究方法－八种扩频后的频谱对比：周期正弦、Sa函数和高斯函数的扩频后的带宽较小，随机调制和方波调制扩频后带宽较大，对低频影响较大。峰值衰减效果最好的是周期Sa函数扩频，周期梯形、正弦和三角形扩频后峰值衰减效果也比较好，周期方波扩频效果最差。频率控制研究方法－周期信号对PWM的载波进行扩频：PWM的载波是三角波，可以用类似正弦信号的定义方式进行定义：三角载波调频后的信号为频率控制研究方法－周期信号对PWM三角载波的扩频：扩频前后PWM的频谱频率控制研究方法－周期信号对PWM三角载波的扩频：扩频前后载波频率附近的频谱频率控制研究方法－八种扩频前后的工频、载波及其谐波频率附近峰值的对比频率控制研究方法－周期信号对PWM三角载波的扩频：在工频频点上，这八种扩频后的幅值与原PWM的该频点的幅值相比，衰减程度很小，衰减最大的也没有超过6‰。这说明扩频控制技术不但适用于DC-DC变换器，也同样可以用在逆变器的控制中。在工频的绝大多数谐波附近，扩频后的峰值都有所降低，特别是对原PWM峰值水平较高处（如5倍工频），改善更为明显。在PWM的载波频率附近的扩频效果和对正弦载波的扩频类似。从峰值衰减程度来看，周期正弦、三角波、梯形波和Sa函数的效果较好，而从硬件电路的实现上，周期正弦、三角波、方波和梯形波的产生较容易。频率控制研究方法－案例1频率抖动（jitterfrequency）技术：使集中的频谱能量分散化的角度来实现“频谱搬移”的“削峰填谷”作用，满足EMC容限要求，以解决EMC问题，仍属于调制频率控制技术。抖频调制即指开关电源的工作频率并非固定，而是在某一设定的中心频率上下周期性地变化。以某60W充电器开关电源为例，该充电器电源采用了内部集成了MOSFET和PWM驱动电路的功率芯片TOP249，芯片自带抖频（jitterfrequency）功能。将该芯片设定工作频率为66kHz，它便自动周期性地以66kHz为中心上下变动2kHz，如图所示。频率控制研究方法－案例1频率抖动（jitterfrequency）技术：从上述原理可以看出，抖频调制技术是从EMI能量为一定的原理出发，通过将开关频率点上的能量“搬移”到非开关频率点上，达到减少某频率点上信号的幅度、抑制EMI的效果。频率控制研究方法－案例1一款采用集成有抖频调制功能的TOP249的充电器电源（设定工作频率f=66kHz）：实验1:传导测试（含抖频）—ScanAverage实验1:传导测试（不含抖频）—ScanAverage

频率控制研究方法－案例1一款采用集成有抖频调制功能的TOP249的充电器电源（设定工作频率f=66kHz）：实验1:辐射测试（含抖频）ScanVertical实验1:

辐射测试（不含抖频）ScanVertical⑤补偿方法及应用思路：用无源方法抑制高频噪声；用有源滤波器抑制低频噪声共模滤波器拓扑有源共模滤波器原理AC/DC半桥变换器传导噪声的测量⑤补偿方法及应用案例：用无源方法抑制高频噪声；用有源滤波器抑制低频噪声无滤波措施(峰值检测)采用有源EMI滤波(峰值检测)配合无源滤波环节的有源滤波(峰值检测)电磁噪声抑制方法的研究-⑥对称拓扑⑥改进电路拓扑及完善控制方式利用“对称”结构不仅可以消除变换器输出共模电压，且可因开关器件上电压变化率减半而使得装置输入侧传导骚扰发射水平降低。美国Visconsin大学的A.Rockhill和A.Rao分别提出了具有对称拓扑结构的Buck电路和单相逆变器，实验验证了新型结构的EMC性能。有很多通过改进控制方法来减少骚扰发射的，例如针对四臂桥所提出的新型矢量控制法也可减少普通三相桥逆变器的输出共模电流。可见变换器的控制策略不仅要完成基本功能，更应尽可能地融入EMC考虑。抑制高开关频率引起的高频Ldi/dt和Cdv/dt噪声-总结各种缓冲电路——C，RC，RCD，

L,等软开关电路——谐振，使电压或电流为零时自然开通或关断功率开关管（部分场合有效）频率控制技术补偿（低频，中高频）对称拓扑其他-？

1整流电路和非线性负载产生的低频谐波SPWM逆变器输出中的谐波2高开关频率导致的电压和电流尖峰3电力电子电路结构导致的EMI问题4(1)三相电机交流传动系统的共模噪声和轴电流问题(2)三相三桥臂逆变器—电机传动系统共模噪声的由来(3)降低三相逆变器—电机传动系统共模噪声的方法(1)三相电机传动系统共模干扰、轴电压轴电流问题——问题目前几乎所有的调速系统都采用脉冲宽度调制(PWM)技术，该技术可以简化逆变器结构、提高调速系统的动态响应性能、降低电动机的谐波损耗、提高电能的利用效率。但它固有的脉冲特性造成了逆变器输出很高的和不平衡的瞬时电压，产生很大的共模电压，并在电动机上耦合出很高的轴电压和轴电流，这不仅威胁到电机系统本身的安全可靠性，缩短其使用寿命，还会产生很强的电磁干扰(EMI)，危及周围设备的可靠运行。研究具有代表性的三相电机调速系统的EMC问题，优化相关的控制策略，低成本地同时解决差模和共模干扰问题、提高系统的可靠性，不仅是电力电子技术领域处于前沿的课题，而且对于其市场前景有着不可低估的作用。(1)三相电机交流传动系统的共模噪声和轴电流问题三相逆变器—电机变频调速系统及其共模干扰示意图三相电机交流传动系统的共模噪声和轴电流问题三相电机传动系统共模干扰、轴电压轴电流问题目前，由电机轴问题导致的损坏占主要电机故障的40%

差不多占所有的25%的损坏是由于dv/dt问题,此比例还在快速地上升图1电机轴承的电气损坏这种高频共模电压作用在电动机上，由于电动机内部存在着耦合作用的寄生电容，会在电动机转轴上产生轴电压。当电动机运行时，电动机轴承中的滚珠在润滑剂中高速运行，会导致润滑剂在轴承内部形成两层油膜，使电动机轴承呈现出容性特征。电动机轴承的内座圈与转轴相连，外座圈与定子相连，所以轴电压会作用在轴承上，当轴电压稍稍大于轴承润滑剂的绝缘电压阈值时，会感应出较小的轴电流，使润滑剂发生化学变化，最终导致轴承座圈受到化学侵蚀，加快其失效。当轴电压远大于绝缘阈值时，会产生如同电容放电般的较大轴电流。当滚珠和座圈接触时，该电流会击穿油膜，使座圈局部温度快速升高，从而导致轴承座圈上产生电蚀的凹点，最后形成凹槽，加快了电动机轴承的机械磨损（如图）。

同时，该共模电压通过对系统中杂散电容和寄生电容的激励会形成很大的共模电流。该共模电流通过定子绕组和机壳间以及定子、转子和机壳间的静电耦合流入地，再通过接地导体流回电网中，从而产生很大的共模电磁干扰。电磁干扰一般分为辐射干扰和传导干扰，由于驱动器的机壳都采用金属制成，从而屏蔽了其辐射干扰，而传导干扰可以通过各部件的连接线进行传导，因此电机调速系统中的共模电压主要产生的是传导性干扰。上述共模电流会影响周围敏感设备的工作，如引起用于保护的接地电流继电器误动作等。

三相逆变器-电机传动系统中的共模电压，不仅大大降低了电机调速系统可靠性，而且所导致的损失可能远远超过电机驱动系统本身的成本，甚至导致严重故障。这些问题在高压、大容量电机调速系统中尤为严重。(2)三相电机传动系统共模干扰、轴电压轴电流问题对于应用广泛的电机调速系统而言，开关器件的控制策略使PWM逆变器输出产生了共模电压，并导致了共模电流流经电机轴形成轴电压和轴电流（漏电流）（motorshaftvoltageandbearingandleakagecurrent）。轴电流过大将引起电机保护电路的误动作；损坏电机轴承；并造成对人身的危害；频率从100kHz到数MHz变化的轴电流经地线流回系统的三相电源，又会产生电磁干扰，影响着电网中其他设备的正常运行。交流输出端对共模滤波电容容量的限制使得抑制逆变器的共模噪声远比抑制典型开关电源或其它DC-DC变换器以及AC-DC变换器的共模噪声困难；逆变器在电气传动应用时由于三相逆变器的电路不对称工作导致的电机轴电压和漏电流问题日益引人关注，这些应用场合中甚至应用软开关也无效。因此三相电机控制系统的共模噪声抑制研究近年来成为电力电子与电气传动领域EMC研究中的难点和热点课题。（2）三相三桥臂逆变器—电机传动系统共模噪声的由来三个桥臂的输出电压共模电压图1三桥臂逆变器的共模电路模型三相三桥臂逆变器的共模特性~~－5－对图进行分析，可以看出：当逆变器三个上臂同时导通时，Vg=+VD/2；当逆变器三个下臂同时导通时，Vg=-VD/2；当逆变器两个上臂、一个下臂导通时，Vg=+VD/6；当逆变器一个上臂、两个下臂导通时，Vg=-VD/6。因此，三桥臂逆变器产生共模干扰的根本原因，是三个桥臂无法对称，使得输出电压不平衡，无论采用怎样的控制策略，都会有与直流母线电压同一数量级的共模电压存在，特别是前两种情况（称为零状态），产生的共模电压最大，干扰最严重。三相三桥臂逆变器的共模特性~~－5－这个共模电压是一种阶梯式的跳变电压（如图），跳变的幅值与开关器件导通状态和直流母线电压值有关，显然这种跳变又会产生很高的dv/dt，跳变频率为逆变器开关频率的6倍。电压(50V/格)时间(100us/格)常规的三相PWM逆变器输出的共模电压三相三桥臂逆变器的共模特性~~图2三相逆变器在常规的SPWM控制策略下的共模电压和共模电流(Ma=0.9,VD=40V)

电压(10V/格)电流(100mA/格)时间(5ms/格)－5－在三相三桥臂逆变电路中，Va、Vb、Vc，各自或是+VD/2，或是-VD/2，因此不可能出现Va+Vb+Vc=0的情况，这样就总是存在着共模电压。滤波方式不能从源头上解决干扰问题，也就不可能有效地消除电路不对称工作产生的共模干扰源信号。(3)降低三相逆变器—电机传动系统共模噪声的方法⑴无源滤波器：由共模变压器组成的如图所示结构是一种典型的无源滤波器，这类方法是一种被动的平衡方法，它可以有效地抑制共模电流。但无源滤波器的滤波效果容易受到干扰源和负载的阻抗匹配情况、高频寄生参数的影响，以及存在着体积大、重量高、灵活性和适应性差等问题。(3)降低三相逆变器—电机传动系统共模噪声的方法②有源滤波器：日本学者SatoshiOgasawara等人提出了一种有源的消除共模噪声方案(ActiveCircuitforCancellation，简记ACC)，用于消除共模电压（如图）。这一技术的工作原理为：逆变器输出端的三个电容用来检测共模电压，这一电压被送入辅助电路中的推挽放大器，然后加到共模变压器中（实际是带有一个附加绕组的扼流线圈）去消除原始的共模电压。线性放大器端接的两个电容用来提供流经附加绕组的直流电源。插入有源的消除共模噪声方案拓扑(3)降低三相逆变器—电机传动系统共模噪声的方法续：有源滤波器：但是这种方法采用的电力晶体管工作在线性电路放大状态（实际上相当于射极跟随器），除了共模扼流圈需要能够承受逆变器的额定电流之外，线性放大电路本身的功率耗散也比较大。这种方法需要能承受高压的晶体管，限制了其在高电压中应用。因此，这种方法至今没有重大改进和获得应用。插入有源的消除共模噪声方案拓扑(3)降低三相逆变器—电机传动系统共模噪声的方法③有效的改进方式——通过增加硬件使电路拓扑改变，消除电路不对称工作状况三相四桥臂逆变结构：由于传统的三相三线制二电平逆变器输出是不对称的，因此成为共模电压产生的直接原因。对于典型的三相电压型逆变电源，共模电压为Vcm＝（V1+V2＋V3）/3。因此调制方案的目的就是要使得任何时刻V1+V2＋V3＝0。三相四桥臂逆变器根据“电路平衡”的原理，采用外加一个辅助桥臂的方法，使三相系统中电路对地电位对称。这种拓扑的调制策略保证任意时刻都有两个上管和两个下管开通，即V1+V2＋V3+V4＝0，从而达到共模电压为零的目的。三相四桥臂逆变器-电机传动系统1）三相四桥臂逆变结构：三相四桥臂结构中，第四桥臂通常用来减轻中线电流，这一电流由不平衡或非线性负载引起。此方法的后续改进部分主要是加入了连接中线的一组电容以及0轴的控制设计（d、q轴与0轴无关并保持不变）。问题：这种方法使不平衡和非线性负载情况下高频和低频的共模成分减少，但同时使差模纹波增大，从而需要更大的差模滤波器。双桥逆变结构：2） 双桥逆变结构：双桥逆变器中，第二个桥的六个开关管的驱动信号与第一个桥的驱动信号顺序相反。它需要一个双绕组的电机，绕组需正确连接，以产生同方向的磁通，则双桥的共模电压为通过将两桥相反的开关顺序，可以使则共模电压为0。三相逆变器－电机传动系统共模干扰、轴电压轴电流问题其它方面，目前还没有出现采用有源滤波方法来消除共模和差模的dv/dt的研究报道。因此，目前还没有通用的有效的方法同时消除逆变器输出的差模/共模dv/dt和共模电压。比较有效的方法是上述采用使电路对称的拓扑结构，和采用控制策略降低共模电压。因此，研究三相逆变器控制的电机驱动系统的共模干扰抑制问题，仍是从这两方面着手：一是从硬件电路上，根据电路平衡对称的原理，采用最少的硬件成本消除共模电压；二是从软件上优化控制策略，例如在硬件电路抑制了共模干扰的同时，采用改进的控制策略减少电路结构改变对差模成分的恶化。(3)降低三相逆变器—电机传动系统共模噪声的方法——案例：三相四桥臂逆变器总结三相四桥臂逆变器控制问题：对于典型的三相电压型逆变电源，共模电压为

Vcm＝（V1+V2＋V3）/3

调制方案的目的：任何时刻Vcm＝0。控制策略上：

避免零状态（矢量）出现，降低Vcm幅值；拓扑上：

增加新的开关数量，使每一时刻均有两个开关开通，使电路对称工作。带来问题：

差模噪声增加三相逆变器－电机传动系统共模噪声分析及其抑制策略图.3三相四桥臂逆变器拓扑

案例：三相四桥臂逆变器四个桥臂输出电压共模电压

图3四桥臂逆变器的共模电路模型案例：三相四桥臂逆变器是否能保证任意时刻都有两个上管和两个下管开通，就成为抑制三相逆变器共模电压的关键。四桥臂逆变器的前三个桥臂（A、B、C）仍为工作桥臂，要求能产生正常的三相正弦输出驱动电机；第四桥臂（D）主要承担平衡输出作用。然而，由于常规的三相SPWM策略是用三相正弦信号和同一载波信号比较，在三角载波的峰值附近就会出现三相正弦信号值都大于（或小于）载波信号值，形成了同为高（或低）的控制信号，即同时开通了三个上管（或下管），也就是前面提及过的零状态。当前三个桥臂处于零状态时，无论如何控制第四个桥臂，都不会满足式(6-11)，从而达不到平衡输出、抑制共模干扰的效果。三相四桥臂逆变器——解决零状态问题：采用载波移相调制策略

零状态是三相正弦信号和同一载波信号比较，在三角载波的峰值附近出现。如果我们让三个正弦信号和不同载波信号比较调制，让三角载波的峰值错开，就有可能在很大程度上避免零状态的出现。理论上，三个三角载波峰值的时间相互错开Ts/3（Ts是载波周期）时（如图）最有可能避免零状态，所以可以采用三个相位相差120°的三角信号分别作为三个正弦信号的载波信号进行调制来获取前三个桥臂的控制信号来解决零状态问题。载波移相的三相调制时刻相对位置三相四桥臂逆变器的共模特性~~

图4四桥臂SPWM载波移相策略下共模电压与电流(Ma=0.66,VD=40V)

电压(500mV/格)电流(10mA/格)时间(10ms/格)图5四桥臂SPWM载波移相策略下共模电压与电流(Ma=0.9,VD=40V)

电压(5V/格)电流(50mA/格)时间(10ms/格)三相四桥臂逆变器的共模特性~~

采用前面所述的方法，三相逆变器的共模特性改善非常明显，但为了避免前三个桥臂出现零状态，必须在控制中对调制指数做出限定。如果将调制指数被限制在0.666以下，由于实际闭环控制中对控制裕量的要求，额定的调制指数会更低，这就造成逆变器的直流电压利用率非常低，降低整个系统的配置效率。而如果调制指数被抬升到1.0184以上，就会因过调制出现非线性控制的问题，同时在电机调速的闭环控制过程中也不能保证调制指数不会降到1.0184