通信原理实验指导书

PAGEPAGE３６通信原理实验指导书信息工程系目录实验一数字信号源实验………3实验二数字调制实验…………7实验三2ASK、2FSK数字解调实验……….………………17实验四PCM编译码及TDM时分复用实验……….…..……23实验一数字信号源实验实验目的1、了解单极性码、双极性码、归零码、不归零码等基带信号波形特点。2、掌握集中插入帧同步码时分复用信号的帧结构特点。3、掌握数字信号源电路组成原理。实验内容1、用示波器观察单极性非归零码（NRZ）、帧同步信号（FS）、位同步时钟（BS）。2、用示波器观察NRZ、FS、BS三信号的对应关系。3、学习电路原理图。基本原理本模块是实验系统中数字信号源，即发送端，其原理方框图如图1-1所示。本单元产生NRZ信号，信号码速率约为170.5KB，帧结构如图1-2所示。帧长为24位，其中首位无定义，第2位到第8位是帧同步码（7位巴克码1110010），另外16位为2路数据信号，每路8位。此NRZ信号为集中插入帧同步码时分复用信号。发光二极管亮状态表示‘1’码，熄状态表示‘0’码。本模块有以下测试点及输入输出点：CLK-OUT 时钟信号测试点，输出信号频率为4.433619MHzBS-OUT 信源位同步信号输出点/测试点，频率为170.5KHzFS 信源帧同步信号输出点/测试点,频率为7.1KHzNRZ-OUT NRZ信号输出点/测试点图1-3为数字信源模块的电原理图。图1-1中各单元与图1-3中的元器件对应关系如下：晶振 CRY：晶体；U1：反相器7404分频器 US2：计数器74161；US3：计数器74193；US4：计数器40160并行码产生器KS1、KS2、KS3：8位手动开关，从左到右依次与帧同步码、数据1、数据2相对应；发光二极管左起分别与一帧中的24位代码相对应八选一 US5、US6、US7：8位数据选择器4512三选一 US8：8位数据选择器4512倒相器 US10：非门74HC04抽样 US9：D触发器74HC74图1-1数字信源方框图图1-2帧结构下面对分频器，八选一及三选一等单元作进一步说明。（1）分频器74161进行13分频，输出信号频率为341kHz。74161是一个4位二进制加计数器，预置在3状态。74193完成÷2、÷4、÷8、÷16运算，输出BS、S1、S2、S3等4个信号。BS为位同步信号，频率为170.5kHz。S1、S2、S3为3个选通信号，频率分别为BS信号频率的1/2、1/4和1/8。74193是一个4位二进制加/减计数器，当CD=PL=1、MR=0时，可在Q0、QB、QC及QD端分别输出上述4个信号。40160是一个二一十进制加计数器，预置在7状态，完成÷3运算，在Q0和Q1端分别输出选通信号S4、S5，这两个信号的频率相等、等于S3信号频率的1/3。分频器输出的S1、S2、S3、S4、S5等5个信号的波形如图1-4（a）和1-4（b）所示。（2）八选一采用8路数据选择器4512，它内含了8路传输数据开关、地址译码器和三态驱动器，其真值表如表1-1所示。US5、US6和US7的地址信号输入端A、B、C并连在一起并分别接S1、S2、S3信号，它们的8个数据信号输入端x0~x7分别K1、K2、K3输出的8个并行信号连接。由表1-1可以分析出US5、US6、US7输出信号都是码速率为170.5Kbit/s、以8位为周期的串行信号。（3）三选一三选一电路原理同八选一电路原理。S4、S5信号分别输入到US8的地址端A和B，US5、US6、US7输出的3路串行信号分别输入到US8的数据端x3、x0、x1，U8的输出端即是一个码速率为170.5KB的2路时分复用信号，此信号为单极性不归零信号（NRZ）。图1-4分频器输出信号波形（4）倒相与抽样图1-1中的NRZ信号的脉冲上升沿或下降沿比BS信号的下降沿稍有点迟后。在实验二的数字调制单元中，有一个将绝对码变为相对码的电路，要求输入的绝对码信号的上升沿及下降沿与输入的位同步信号的上升沿对齐，而这两个信号由数字信源提供。倒相与抽样电路就是为了满足这一要求而设计的，它们使NRZ-OUT及BS-OUT信号满足码变换电路的要求。表1-14512真值表CBAINHDISZ00000x000100x101000x201100x310000x410100x511000x611100x7ΦΦΦ100ΦΦΦΦ1高阻图1-3数字信源电原理图图1-3数字信源电原理图FS信号可用作示波器的外同步信号，以便观察2DPSK等信号。FS信号、NRZ-OUT信号之间的相位关系如图1-5所示，图中NRZ-OUT的无定义位为0，帧同步码为1110010，数据1为11110000，数据2为00001111。FS信号的低电平、高电平分别为4位和8位数字信号时间，其上升沿比NRZ-OUT码第一位起始时间超前一个码元。图1-5FS、NRZ-OUT波形四、实验步骤1、熟悉信源模块的工作原理以及时分复用的原理与应用。2、打开电源开关及模块电源开关，用示波器观察数字信源模块上的各种信号波形。3、用同轴电缆将FS输出与示波器外同步信号输入端相连接，把FS作为示波器的外同步信号，进行下列观察：示波器的两个通道探头分别接NRZ-OUT和BS-OUT，对照发光二极管的发光状态，判断数字信源单元是否已正常工作（1码对应的发光管亮，0码对应的发光管熄）；用拨码K1产生代码×1110010（×为任意代码，1110010为7位帧同步码），K2、K3产生任意信息代码，观察本实验给定的集中插入帧同步码时分复用信号帧结构，和NRZ码特点。4、（选做）用另外一种方法实现本实验中的时分复用。四、实验报告说明时分复用的原理与应用。记录并说明光栅上亮暗的位置、拨码开关、信源信号三者之间的关系。记录时钟信号、信源信号、帧同步信号与位同步信号的波形，并说明三者之间的关系。实验二数字调制实验一、实验目的1、掌握绝对码、相对码概念及它们之间的变换关系。2、掌握用键控法产生2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号的方法。3、掌握相对码波形与2PSK信号波形之间的关系、绝对码波形与2DPSK信号波形之间的关系。4、了解2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号的频谱与数字基带信号频谱之间的关系。二、实验内容1、用示波器观察绝对码波形、相对码波形。2、用示波器观察2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号波形。3、用频谱仪观察数字基带信号频谱及2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK信号的频谱。三、基本原理本实验使用数字信源模块和数字调制模块。信源模块向调制模块提供位同步信号和数字基带信号（NRZ码）。调制模块将输入的NRZ绝对码变为相对码、用键控法产生2ASK、2FSK、2DPSK信号。（A）二进制数字调制原理一．2ASK1．产生2．频谱式中Ps(f)为m(t)的功率密度PePeo(f)-fc0fcps(f)-fs0fs谱零点带宽B=2fs=2RB发滤波器最小带宽可为fs(理论值)也可将基带信号处理后再进行2ASK调制升余弦滚降滤波器升余弦滚降滤波器发滤波器升余弦滚降信号fccosωct滤除谐波fc-fs/2fc+fs/22二．2FSK1．产生VCOVCO相位连续相位不连续cosωc1tcosωc2tm(t)电子开关2．频谱1010fc2fc2+fsfc1fc1+fsfc2fc2+fsfc1fc1+fs或或fc2fc1fc2fc12FSK信号带宽三．2PSK（BPSK）（绝对调相）电子开关180电子开关180°°！°m(t)BNRZct2PSKtm(t)NRZ2PSK2PSK信息代码2PSK规律：信息代码1对应一种初相，信息代码0对应另外一种初相。从另外一个角度而言，为“异变同不变”，即本码元与前一码元相异时，本码元内2PSK信号的初相相对于前一码元内2PSK信号的相位变化180°，相同时则不变。2．频谱pe0(f)fc-fspe0(f)fc-fsfcfc+fs为m(t)的频谱当p(1)=p(0)时ps(f)中无直流，B=2fs四．2DPSK（差分相位键控，相对调相）1．产生码变换—2PSK调制法2PSK调制2PSK调制Ts2PSK(bk)2DPSK(ak)akbkbk-1绝对码ak相对码bk变化规律：“1变0不变”。bk=ak+bk-1，设bk初始值为1，各点波形如图所示：第一个码元内信号的初相可任意假设。ak2DPSK规律：“1变0不变”，即信息代码（绝对码）为“1”时，本码元内2DPSK信号的初相相对于前一码元内2DPSK信号的未相变化180°，信息代码为“0”时，则本码元内2DPSK信号的初相相对于前一码元内2DPSK信号的末相不变化。2．频谱同2PSK（B）电路原理数字调制单元的原理方框图及电路图分别如图2-1，图2-2所示。图2-1数字调制方框图本单元有以下测试点及输入输出点： BS-IN 位同步信号输入点 NRZ-IN 数字基带信号输入点 CAR 2DPSK信号载波测试点 AK 绝对码测试点（与NRZ-IN相同） BK 相对码测试点 2DPSK（2PSK）-OUT 2DPSK（2PSK）信号测试点/输出点，VP-P>0.5V 2FSK-OUT 2FSK信号测试点/输出点，VP-P>0.5V 2ASK-OUT 2ASK信号测试点，VP-P>0.5V图2-1中晶体振荡器与信源共用，位于信源单元，其它各部分与图2-2中的主要元器件对应关系如下： 2（A） UM2：双D触发器74HC74 2（B） UM2：双D触发器74LS74 滤波器A UM5：运放LF347，调谐回路 滤波器B UM5：运放LF347，调谐回路 码变换 UM1：双D触发器74LS74；UM3：异或门74LS86 2ASK调制 UM6：三路二选一模拟开关4053 2FSK调制 UM6：三路二选一模拟开关4053 2DPSK（2PSK调制 ） UM6：三路二选一模拟开关4053 放大器 QM4：三极管9013 射随器 QM1：三极管9013将晶振信号进行2分频、滤波后，得到2ASK的载频2.2165MHZ。放大器的发射极和集电极输出两个频率相等、相位相反的信号，这两个信号就是2PSK、2DPSK的两个载波，2FSK信号的两个载波频率分别为晶振频率的1/2和1/4，也是通过分频和滤波得到的。下面重点介绍2PSK、2DPSK。2PSK、2DPSK波形与信息代码的关系如图2-3所示。图2-32PSK、2DPSK波形图中假设码元宽度等于载波周期。2PSK信号的相位与信息代码的关系是：前后码元相异时，2PSK信号相位变化180，相同时2PSK信号相位不变，可简称为“异变同不变”。2DPSK信号的相位与信息代码的关系是：码元为“1”时，2DPSK信号的相位变化180。码元为“0”时，2DPSK信号的相位不变，可简称为“1变0不变”。应该说明的是，此处所说的相位变或不变，是指将本码元内信号的初相与上一码元内信号的末相进行比较，而不是将相邻码元信号的初相进行比较。实际工程中，2PSK或2DPSK信号载波频率与码速率之间可能是整数倍关系也可能是非整数倍关系。但不管是哪种关系，上述结论总是成立的。本单元用码变换——2PSK调制方法产生2DPSK信号，原理框图及波形图如图2-4所示。相对于绝对码AK、2PSK调制器的输出就是2DPSK信号，相对于相对码、2PSK调制器的输出是2PSK信号。图中设码元宽度等于载波周期，已调信号的相位变化与AK、BK的关系当然也是符合上述规律的，即对于AK来说是“1变0不变”关系，对于BK来说是“异变同不变”关系，由AK到BK的变换也符合“1变0不变”规律。图2-4中调制后的信号波形也可能具有相反的相位，BK也可能具有相反的序列即“00100”，这取决于载波的参考相位以及异或门电路的初始状态。2DPSK通信系统可以克服上述2PSK系统的相位模糊现象，故实际通信中采用2DPSK而不用2PSK（多进制下亦如此，采用多进制差分相位调制MDPSK），此问题将在数字解调实验中再详细介绍。图2-42DPSK调制器2PSK信号的时域表达式为S(t)=m(t)Cosωct式中m(t)为双极性不归零码BNRZ，当“0”、“1”等概时m(t)中无直流分量，S(t)中无载频分量，2DPSK信号的频谱与2PSK相同。2ASK信号的时域表达式与2PSK相同，但m(t)为单极性不归零码NRZ，NRZ中有直流分量，故2ASK信号中有载频分量。2FSK信号（相位不连续2FSK）可看成是AK与AK调制不同载频信号形成的两个2ASK信号相加。时域表达式为式中m(t)为NRZ码。图2-2数字调制原理图图2-2数字调制原理图图2-52ASK、2PSK（2DPSK）、2FSK信号功率谱设码元宽度为Ts，fS=1／Ts在数值上等于码速率，2ASK、2PSK（2DPSK）、2FSK的功率谱密度如图2-5所示。可见，2ASK、2PSK（2DPSK）的功率谱是数字基带信号m(t)功率谱的线性搬移，故常称2ASK、2PSK（2DPSK）为线性调制信号。多进制的MASK、MPSK（MDPSK）、MFSK信号的功率谱与二进制信号功率谱类似。本实验系统中m(t)是一个周期信号，故m(t)有离散谱，因而2ASK、2PSK（2DPSK）、2FSK也具有离散谱。四、实验步骤1、熟悉数字信源单元及数字调制单元的工作原理。2、连线：数字调制单元的CLK－IN、BS－IN、NRZ－IN分别连至信源单元CLK－OUT、BS－OUT、NRZ－OUT。打开电源开关和模块电源开关。3、示波波CH1接AK，CH2接BK，信源模块的KS1、KS2、KS3置于任意状态（非全0），观察AK、BK波形，总结绝对码至相对码变换规律以及从相对码至绝对码的变换规律。4、示波器CH1接2DPSK-OUT，CH2分别接AK及BK，观察并总结2DPSK信号相位变化与绝对码的关系以及2DPSK信号相位变化与相对码的关系（此关系即是2PSK信号相位变化与信源代码的关系）。注意：2DPSK信号的幅度可能不一致，但这并不影响信息的正确传输。5、示波器CH1接NRZ_IN、CH2依次接2FSK-OUT和2ASK-OUT；观察这两个信号与NRZ_IN的关系（注意“1”码与“0”码对应的2FSK信号幅度可能不相等，这对传输信息是没有影响的）。6、用频谱议观察AK、2ASK、2FSK、2DPSK信号频谱（条件不具备时不进行此项观察）。应该注明的是：由于示波器的原因，实验中可能看不到很理想的2FSK、2DPSK波形。五、实验报告要求1、熟悉本实验所使用的2ASK、2FSK、2PSK、2DPSK产生方法的总体框架思路，得出自己的结论。2、2ASK与2FSK说明2ASK与2FSK的原理以及产生的主要方法，并根据实验记录进行验证。3、2PSK与2DPSK（1）设绝对码为全1、全0或10011010，求相对码。（2）设相对码为全1、全0或10011010，求绝对码。（3）设信息代码为10011010，载频分别为码元速率的1倍和1.5倍，画出2DPSK及2PSK信号波形。（4）总结绝对码至相对码的变换规律、相对码至绝对码的变换规律并设计一个由绝对码至相对码以及一个由相对码至绝对码的变换电路。（5）总结2DPSK信号的相位变化与绝对码的关系以及2DPSK信号的相位变化与相对码的关系（即2PSK的相位变化与信息代码之间的关系）。实验三2ASK、2FSK数字解调实验一、实验目的1.掌握2ASK过零检测解调原理。2.掌握2FSK过零检测解调原理。二、实验内容1.用示波器观察2ASK过零检测解调器各点波形。2.用示波器观察2FSK过零检测解调器各点波形。三、基本原理（A）2ASK解调（1）包络检波BPFBPF整流LPF抽样判决位同步器x(t)r(t)cp(t)ee0(t)x(t)r(t)cp(t)无码间串扰实际系统中x（t）迟后于eo(t)，进行数学抽象时认为系统是物理不可实现的，是否有码间串扰决定于滤波器和信道的频率特性。LPF用来滤除高频，一般对码间串扰无影响。相干解调BPFBPFLPF抽样判决位同步器x(t)r(t)cp(t)载波同步cosωctr（t）与（1）中不同，有正、负值，其它同（1）（3）过零检测gg限幅微分整流单稳低通抽样判决位同步器abcdefcp(t)具体波形可以参考2FSK过零检测波形。判决准则：在本实验中，2ASK解调采用过零检测的方法。（B）2FSK解调包络检波BPFBPF1BPF2整流LPF整流LPF位同步抽样判决fc1fc2a(t)b(t)条件：。判决准则：（2）相干解调BPFBPF1BPF2LPFLPF位同步抽样判决a(t)b(t)载波同步cosωc1t载波同步cosωc2t判决准则同（1）（3）过零检测gg限幅微分整流单稳低通抽样判决位同步器abcdefcp(t)波形图如上所示。判决准则：（C）电路原理本实验采用过零检测法解调2FSK信号。图3-1、图3-2分别为解调器的方框图和电路原理图。图3-12FSK过零检测解调方框图2FSK解调模块上有以下测试点及输入输出点：2FSK-IN 2FSK信号输入点/测试点BS-IN 位同步信号输入点FD 2FSK过零检测输出信号测试点LPF 低通滤波器输出点/测试点NRZ（B） 位同步提取输出测试点NRZ－OUT 解调输出信号的输出点/测试点2FSK解调器方框图中各单元与电路图中元器件对应关系如下：整形1 UF1:A：反相器74HC04单稳1、单稳2 UF2：单稳态触发器74LS123相加器 UF3：或门74LS32低通滤波器 UF4：运算放大器LM318；若干电阻、电容整形2 UF1:B：反相器74HC04抽样器 UF5:A：双D触发器74HC74在实际应用的通信系统中，解调器的输入端都有一个带通滤波器用来滤除带外的信道白噪声并确保系统的频率特性符合无码间串扰条件。本实验系统中为简化实验设备，发端即数字调制的输出端没有带通滤波器、信道是理想的，故解调器输入端就没加带通滤波器。2FSK解调器工作原理及有关问题说明如下：图3-3为2FSK过零检测解调器各点波形示意图，图中设“1”码载频等于码速率的两倍，“0”码载频等于码速率。图3-32FSK过零检测解调器各点波形示意图整形1和整形2的功能与比较器类似，在其输入端将输入信号叠加在2.5V上。74HC04的状态转换电平约为2.5V，可把输入信号进行硬限幅处理。整形1将正弦2FSK信号变为TTL电平的2FSK信号。整形2和抽样电路共同构成一个判决电平为2.5V的抽样判决器。单稳1、单稳2分别被设置为上升沿触发和下降沿触发，它们与相加器一图3-22FSK数字解调电路图图3-22FSK数字解调电路图起共同对TTL电平的2FSK信号进行微分、整流处理。LPF不是TTL电平信号且不是标准的非归零码，必须进行抽样判决处理。UF1对抽样判决输出信号进行整形。必须说明一点，2FSK解调的信号码不能为全0或全1，否则抽样判决器不能正常工作。四、实验步骤本实验使用数字信源模块、数字调制模块、载波同步模块、2DPSK解调模块及2FSK解调模块，它们之间的信号连结方式如图3-4所示。实际通信系统中，解调器的位同步信号来自位同步提取单元，本实验中这个信号直接来自数字信源。图3-4数字解调实验连接图1、按图5-4将五个模块的信号输出、输入点连在一起。打开交流电源开关和各使用模块的电源开关。2、检查数字信源模块、数字调制模块及载波同步模块是否已在工作正常。3、2FSK解调实验示波器探头CH1接数字调制单元中的AK，CH2分别2FSK解调单元中的FD、LPF、NRZ（B）及NRZ-OUT，观察2FSK过零检测解调器的解调过程（注意：低通及整形2都有倒相作用）。LPF的波形应接近图3-3所示的理论波形。4、2ASK解调实验实验方式与2FSK一样五、实验报告要求1、说明2ASK以及2FSK的解调原理，并详细阐述过零检测法的原理，再结合原理说明本实验所采用的过零检测法的特点。1、设信息代码为1001101，2FSK的两个载频分别为码速率的四倍和两倍，根据实验观察得到的规律，画出2FSK过零检测解调器输入的2FSK波形及FD、LPF、AK波形（设低通滤波器及整形2都无倒相作用）。2、画出实验中的信源信号，2ASK以及2FSK调制信号以及最终的解调信号，并进行说明。实验四PCM编译码及TDM时分复用实验一、实验目的1.掌握PCM编译码原理。2.掌握PCM基带信号的形成过程及分接过程。3.掌握语音信号PCM编译码系统的动态范围和频率特性的定义及测量方法。二、实验内容1.用示波器观察两路音频信号的编码结果，观察PCM基群信号。2.改变音频信号的幅度，观察和测试译码器输出信号的信噪比变化情况。3.改变音频信号的频率，观察和测试译码器输出信号幅度变化情况。三、基本原理（A）非线性PCM原理m(t)PAMPCMm(t)PAMPCM信号信号（线性或非线性）抽样量化编码一、A律PCM原理1、A律13折线压缩特性实际电路中，抽样，量化，编码是一次完成的。以A律13折线压缩特性为例说明PCM原理正信号：8段，7个斜率负信号：8段，7个斜率整个信号范围内共16段，13个斜率的折线每一段再等分为16份x最小量化间隔△=1/128╳1/16=1/211，等效于12位均匀量化x最大量化间隔△=1/25，等效于6位均匀量化压缩特性表段落12345678量化间隔（Δ）11248163264起始电平（Δ）01632641282565121024斜率161684211/21/4Q(dB)2424181260-6-12A律PCM编码CC1C极性码段落码段内码1正000①00000负001②0001010③0010………111⑧11118421权值例：抽样值xk=1270(△)，求PCM码①xk>0 C1②xk>128C2=1手工编码时合为一步③xk>512C3=1∵xk>1024④xk>1024C4=1∴C2C3⑤xk<1024+8×64=1536C5=0⑥xk<1024+4×64=1280C6=0⑦xk>1024+2×64=1152C7=1⑧xk>1024+2×64+64=1216C8=1xQ(x)=xixi≤x<xxQ(x)=xixi≤x<xi+1Q(·)量化误差大，不是最佳量化，但电路易于实现，此为逐次比较编码法PCM码为折叠码，相等的两个抽样值编码结果仅c1不同。3、A律PCM译码模拟信号模拟信号对数PCM码8/13变换D/A孔径补偿LPF8/13变换：收8位对数PCM变为13位线性PCM，可将量化减少为最小值。ΔVkxixiyi’=yi+Δvi/2yiy’｜eqi｜≤Δvi/2编码译码例：xk=1270(△)→A律PCM11110011（yi）=1216（△）12位线性PCM110011000000权值102412864权值电流102412864译码结果1216(△)量化误差5413位线性PCM1100111000000权值204825612864权值电流10241286432译码结果1248（△）量化误差22（△）<A律PCM与线性PCM变换关系线性PCMb12b11b10b9b8b7b6b5b4b3b2b1b0A律对数PCMC1C0000000wxyz1000wxyz0000001wxyz1001wxyz000001wxyz1×010wxyz00001wxyz1××011wxyz0001wxyz1×××100wxyz001wxyz1××××101wxyz01wXyz1×××××110wxyz1wyz1×××××××111wxyz×为任意值二、PCM系统抗噪性能mmq(t)m0(t)m(t)peeq(t)nq(t)Ne(t)ne(t)编码器编码信道译码孔径补偿LPFeq(t),nq(t)为量化噪声，Ne(t),ne(t)为误差噪声eeq(t)mq(t)Ne(t)为矩形脉冲mq(t)、Ne(t)的宽度都为TS（抽样间隔）它的频率范围为0~fS（抽样频率）pi(f)10fSfppi(f)p0(f)HL(f)孔径补偿LPFHHL(f)10fHf可认为：p0p0(f)10fHf即孔径补偿输出噪声功率等于输入噪声功率N0=Ni=Nq+Ne设m(t)为均匀分布，动态范围为（-a,a），N位线性PCM则S0===Nq=求Ne：设pe较小，N位中只可能出现一位错误，某码组的错误概率为Npe。一个PCM码组中第i位错误产生的错误电压为2i–1(△V)错一个码组时，产生的误码噪声平均功率为=≈最大信噪比（L=M）S0/N0==S0/Nq=6NdBS0/Ne=实践表明，非线性PCM中，当pe<10–6时可忽略误码对输出信噪比的影响。（B）电路原理1.点到点PCM多路电话通信原理脉冲编码调制(PCM)技术与增量调制(ΔM)技术已经在数字通信系统中得到广泛应用。当信道噪声比较小时一般用PCM，否则一般用ΔM。目前速率在155MB以下的准同步数字系列(PDH)中，国际上存在A解和μ律两种PCM编译码标准系列，在155MB以上的同步数字系列(SDH)中，将这两个系列统一起来，在同一个等级上两个系列的码速率相同。而ΔM在国际上无统一标准，但它在通信环境比较恶劣时显示了巨大的优越性。点到点PCM多路电话通信原理可用图20-1表示。对于基带通信系统，广义信道包括传输媒质、收滤波器、发滤波器等。对于频带系统，广义信道包括传输媒质、调制器、解调器、发滤波器、收滤波器等。图20-1点到点PCM多路电话通信原理框图本实验模块可以传输两路话音信号。采用TP3057编译器，它包括了图20-1中的收、发低通滤波器及PCM编译码器。编码器输入信号可以是本实验模块内部产生的正弦信号，也可以是外部信号源的正弦信号或电话信号。本实验模块中不含电话机和混合电路，广义信道是理想的，即将复接器输出的PCM信号直接送给分接器。2.PCM编译码模块原理本模块的原理方框图及电路图如图20-2及图20-3所示。图20-2PCM编译码原理方框图该模块上有以下测试点和输入点：BS-TX，BS-RX PCM基群时钟信号(位同步信号)测试点（发、收）FS-TA，FS-RA 信号A的抽样信号及时隙同步信号测试点（发、收）FS-TB，FS-RA 信号B的抽样信号及时隙同步信号测试点（发、收）RB-OUT 信号B译码输出信号测试点SA-IN 输入到编码器A的信号测试点RA-OUT 信号A译码输出信号测试点SB-IN 输入到编码器B的信号测试点PCM-OUT，PCM-IN PCM基群信号测试点本模块上有SPCM1用来选择SLB信号为时隙同步信号SL1、SL3中的任一个。图20-2各单元与图20-3中的元器件之间的对应关系如下：·晶振 非门74LS04；4096KHZ晶体·分频器1 触发器74LS74；计数器74LS193·分频器2 计数器74LS193；：触发器74LS74·抽样信号产生器 单稳74LS123；移位寄存器74LS164·PCM编译码器A PCM编译码集成电路TP3057·PCM编译码器B PCM编译码集成电路TP3057·帧同步信号产生器 8位数据产生器74HC151与门7408·复接器 或门74LS32晶振、分频器1、分频器2及抽样信号（时隙同步信号）产生器构成一个定时器，为两个PCM编译码器提供2.048MHZ的时钟信号和8KHZ的时隙同步信号。在实际通信系统中，译码器的时钟信号(即位同步信号)及时隙同步信号(即帧同步信号)应从接收到的数据流中提取，方法如实验五及实验六所述。此处将同步器产生的时钟信号及时隙同步信号直接送给译码器。由于时钟频率为2.048MHZ，抽样信号频率为8KHZ，故PCM-A及PCM-B的码速率都是2.048MB，一帧中有32个时隙，其中1个时隙为PCM编码数据，另外31个时隙都是空时隙。PCM信号码速率也是2.048MB，一帧中的32个时隙中有29个是空时隙，第0时隙为帧同步码(×1110010)时隙，第2时隙为信号A的时隙，第1(或第5、或第7—由开关K8控制)时隙为信号B的时隙。本实验产生的PCM信号类似于PCM基群信号，但第16个时隙没有信令信号，第0时隙中的信号与PCM基群的第0时隙的信号也不完全相同。由于两个PCM编译码器用同一个时钟信号，因而可以对它们进行同步复接(即不需要进行码速调整)。又由于两个编码器输出数据处于不同时隙，故可对PCM-A和PCM-B进行线或。本模块中用或门74LS32对PCM-A、PCM-B及帧同步信号进行复图20-3PCM编译码模块电原理图图20-3PCM编译码模块电原理图接。在译码之前，不需要对PCM进行分接处理，译码器的时隙同步信号实际上起到了对信号分路的作用。3.TP3057简介本模块的核心器件是A律PCM编译码集成电路TP3057，它是CMOS工艺制造的专用大规模集成电路，片内带有输出输入话路滤波器，其引脚及内部框图如图21-4、图21-5所示。引脚功能如下：(1)V一 接-5V电源。(2)GND 接地。(3)VFRO 接收部分滤波器模拟信号输出端。(4)V+ 接+5V电源。(5)FSR 接收部分帧同信号输入端，此信号为8KHZ脉冲序列。(6)DR 接收部分PCM码流输入端。(7)BCLK/CLKSEL 接收部分位时钟(同步)信号输入端，此信号将PCM码流在FSR上升沿后逐位移入DR端。位时钟可以为64KHZ到2.048MHZ的任意频率，或者输入逻辑“1”或“0”电平器以选择1.536MHZ、1.544MHZ或2.048MHZ用作同步模式的主时钟，此时发时钟信号BCLKX同时作为发时钟和收时钟。图20-4TP3057引脚图(8)MCLKR/PDN 接收部分主时钟信号输入端，此信号频率必须为1.536MHZ、1.544MHZ或2.048MHZ。可以和MCLKX异步，但是同步工作时可达到最佳状态。当此端接低电平时，所有的内部定时信号都选择MCLKX信号，当此端接高电平时，器件处于省电状态。图20-4TP3057引脚图(9)MCLKX 发送部分主时钟信号输入端，此信号频率必须为1.536MHZ、1.544MHZ或2.048MHZ。可以和MCLKR异步，但是同步工作时可达到最佳状态。(10)BCLKX 发送部分位时钟输入端，此信号将PCM码流在FSX信号上升沿后逐位移出DX端，频率可以为64KHZ到2.04MHZ的任意频率，但必须与MCLKX同步。(11)DX 发送部分PCM码流三态门输出端。(12)FSX 发送部分帧同步信号输入端，此信号为8KHZ脉冲序列。(13)TSX 漏极开路输出端，在编码时隙输出低电平。(14)GSX 发送部分增益调整信号输入端。图20-5TP3057内部方框图(15)VFXi- 发送部分放大器反向输入端。(16)VFXi＋ 发送部分放大器正向输入端。TP3057由发送和接收两部分组成，其功能简述如下。发送部分：包括可调增益放大器、抗混淆滤波器、低通滤波器、高通滤波器、压缩A/D转换器。抗混淆滤波器对采样频率提供30dB以上的衰减从而避免了任何片外滤波器的加入。低通滤波器是5阶的、时钟频率为128MHZ。高通滤波器是3阶的、时钟频率为32KHZ。高通滤波器的输出信号送给阶梯波产生器(采样频率为8KHZ)。阶梯波产生器、逐次逼近寄存器（S·A·R）、比较器以及符号比特提取单元等4个部分共同组成一个压缩式A/D转换器。S·A·R输出的并行码经并/串转换后成PCM信号。参考信号源提供各种精确的基准电压，允许编码输入电压最大幅度为5VP-P。发帧同步信号FSX为采样信号。每个采样脉冲都使编码器进行两项工作：在8比特位同步信号BCLKX的作用下，将采样值进行8位编码并存入逐次逼近寄存器；将前一采样值的编码结果通过输出端DX输出。在8比特位同步信号以后，DX端处于高阻状态。接收部分：包括扩张D/A转换器和低通滤波器。低通滤波器符合AT&TD3/D4标准和CCITT建议。D/A转换器由串/并变换、D/A寄存器组成、D/A阶梯波形成等部分构成。在收帧同步脉冲FSR上升沿及其之后的8个位同步脉冲BCLKR作用下，8比特PCM数据进入接收数据寄存器(即D/A寄存器)，D/A阶梯波单元对8比特PCM数据进行D/A变换并保持变换后的信号形成阶梯波信号。此信号被送到时钟频率为128KHZ的开关电容低通滤波器，此低通滤波器对阶梯波进行平滑滤波并对孔径失真(sinx)/x进行补尝。在通信工程中，主要用动态范围和频率特性来说明PCM编译码器的性能。动态范围的定义是译码器输出信噪比大于25dB时允许编码器输入信号幅度的变化范围。PCM编译码器的动态范围应大于图21-6所示的CCITT建议框架（样板值）。当编码器输入信号幅度超过其动态范围时，出现过载噪声，故编码输入信号幅度过大时量化信噪比急剧下降。TP3057编译码系统不过载输入信号的最大幅度为5VP-P。图20-6PCM编译码系统动态范围样板值由于采用对数压扩技术，PCM编译码系统可以改善小信号的量化信噪比，TP3057采用A律13折线对信号进行压扩。当信号处于某一段落时，量化噪声不变(因在此段落内对信号进行均匀量化)，因此在同一段落内量化信噪比随信号幅度减小而下降。13折线压扩特性曲线将正负信号各分为8段，第1段信号最小，第8段信号最大。当信号处于第一、二段时，量化噪声不随信号幅度变化，因此当信号太小时，量化信噪比会小于25dB，这就是动态范围的下限。TP3057编译码系统动态范围内的输入信号最小幅度约为0.025Vp-p。常用1KHZ的正弦信号作为输入信号来测量PCM编译码器的动态范