基于Matlab的光伏发电并网系统设计

河南理工大学毕业设计（论文）说明书河南理工大学毕业设计（论文）说明书河南理工大学毕业设计（论文）说明书河南理工大学毕业设计（论文）说明书IIIIII摘要目前，光伏并网发电技术是新能源发电领域中的一个非常重要的研究方向。本文以小功率单相光伏发电并网系统为对象进行了研究设计，主要设计内容包括工程用光伏电池仿真模型、光伏发电最大功率跟踪模型、并网逆变器、并网滤波器和两级式光伏发电并网系统及其控制策略等，并基于理论指导进行了系统的仿真实验。DC/DC变换电路原理及其优、缺点进行了Boost升压电路实现最大功率点跟踪；对几种常用的最大功率点跟踪控LCLBoostMPPTDC/AC的逆变并网，成功实现了光伏发电并网系统的建MPPT关键词：最大功率跟踪；并网逆变器；LCL滤波；光伏并网；孤岛效应AbstractCurrently,photovoltaic(PV)grid-connectedgeneratingtechnologybecomesaimportantresearchareainthefieldofnewenergypowergeneration. Thispaperfocusesonthelowpowersingle-phasePVgrid-connectedsystemanddoesalotofdesignwhichinvolvesPVcellsimulationmodel,maximumpowerpointtracking(MPPT)modelforPVgenerating,grid-connectedinerter,filterofgrid-connectedsystem,grid-connectedsystemoftwo-stagePVgeneratingandcontrolstrategies.Firstly,thesimulationmodelofPVcellisestablishedonthebaseofitsfundamentaltheoryandequivalentmodel,whichisusedtosimulateitsoutputcharacteristicsindifferentilluminationintensityandtemperature.ThepaperanalyzesstrengthensandweaknessesoftheDC/DCcircuitandchoosestheBoostcircuittorealizeMPPT.Andapower-detectionadaptivevariablesizeoftheincrementalconductancemethodis selectedtocontrolMPPT.Then,thegrid-connectedsimulationmodelisestablishedthroughitsresearchofthetopologicalstructureandcontrolmethod,andthecurrentclosed-loopcontrolmethodoffixedswitchingfrequencyisusedtorealizethenetworkvoltageoftrackingandthegrid-connectinginunitypowerfactor.TheLCLfilterwithdampingreducestheharmonicsinterferenceofcurrentefficiently,andtheTotalHarmonicDistortion(THD)canmeettherequestofpowersystem.Finally,coordinatedcontrolsystemoftwo-stagemakesthewholesystemreliably.ThepowerofPVarrayscanbethemaximumbyMPPTbasedonBoostcircuit,andtheDC/ACcircuitfeedsthepowerintotheelectricitygridsystem.ThewholesystemismodeledbyMatlab,andthetwo-loopvoltageandcurrentcontrolmethodisusedtothissimulationsystem.SimulationresultsshowthatthewholesystemcanrealizealowerTHDandunitypowerfactorgrid-connectedoperationwiththemaximumpowerofPVarrays.Besides,thesystemshowssatisfactorydynamicandstationaryperformances.ThispaperalsomakesadetailstatementonreasonsandharmofIslandingeffect.Keywords:PVcell;MPPT;Inverter;LCLfilter;PVgrid-connected;Anti-islanding目 录绪论 1光伏发电并网研究的目的及意义 1光伏发电系统的概述 2国内外光伏发电并网技术的发展 2本设计的主要任务 3系统总体结构设计 5光伏发电及最大功率跟踪建模与仿真 6太阳能光伏电池的建模与仿真 6光伏电池数学模型的建立 7光伏电池Matlab仿真模型的建立 10光伏电池输出特性仿真分析 11最大功率跟踪算法的实现设计 12定电压跟踪法 14扰动观察法 15电导增量法 16其它MPPT方法 17最大功率跟踪算法的确定 19最大功率跟踪主电路的设计 20DC-DC变换电路的选择 21Boost变换电路主要参数的设计 26最大功率跟踪建模与仿真 28仿真模型的建立及参数的确定 28仿真结果分析 29光伏发电并网系统的实现设计 31并网逆变器主电路的设计 31并网逆变器输入输出方式的确定 31并网逆变器拓扑结构的确定 33并网逆变器绝缘方式的确定 34并网逆变器控制策略设计 35并网逆变器控制目标 35输出电压型控制策略 36输出电流型控制策略 36输出滤波器设计 38不带阻尼的滤波器 38带阻尼环节的滤波器 41调制方式的确定 43并网逆变器的建模与仿真 44光伏发电并网系统的实现 46光伏发电并网系统结构设计 46光伏发电并网系统的建模与仿真 47光伏发电并网系统的孤岛现象 49孤岛效应产生的原因及其危害 49孤岛效应的检测标准 50总结与展望 52全文总结 525.2展望 53致谢 54参考文献 55附录 57河南理工大学毕业设计（论文）说明书河南理工大学毕业设计（论文）说明书河南理工大学毕业设计（论文）说明书河南理工大学毕业设计（论文）说明书PAGEPAGE51PAGEPAGE501绪论光伏发电并网研究的目的及意义能源是人类社会生存和发展的重要物质基础。近年来，世界化石能源的有限性和开发利用过程中引起的环境污染问题日益突出，已经成为制约世界经济可持续发展的主要瓶颈，清洁的可再生能源的开发利用受到世界各国高度重视。太阳能作为一种巨量的可再生能源，以其清洁、安全的特点成为具有高度污染性化石能源的主要替代能源。太阳能的利用形式有很多种，其中光伏并网发电作为主要利用形式之一，受到人们的倍加关注。所以，在世界化石能源紧缺和环境污染严重的今天，深入开展太阳能光伏并网发电技术的研究，对于缓解能源危机和加强环境维护、促进经济的可持续发展都具有深远而重大的理论和现实意义[1]。光伏发电具有许多优点[2]，概括如下：排放，符合经济社会和谐、可持续发展的战略。并网发电不用中间蓄能装置，所发出的电能直接送入电网，相当于把电网作为储能装置，与独立光伏发电系统的比较，减少25%-30%可以提高系统的平均无故障时间，避免蓄电装置二次污染。分布式建设，发供电就近就地分散，进退电网灵活方便，不仅有利于增强整个电并网光伏发电系统还可以起到电网调峰作用。但是并网光伏发电也存在一些缺点[2]，比如同火电相比，目前并网光伏发电成本相对较高，在没有国家支持的情况下，难以得到普及；其次，并网光伏发电受地理位置、温度、光照强度等各种因素的制约相当严重；再者，光伏电池的光电转换的效率低下，因此对并网光伏发电系统的效率要求较高；此外，并网光伏发电系统的设计较为复杂，并网光伏发电具有巨大的市场潜力与广阔的前景。因此，并网光伏发电系统的研究受到发中占重要地位。光伏发电系统的概述光伏发电系统(PV是将太阳能转换成电能的发电系统，利用的是光生伏打效应[3]。光伏发电系统分为独立太阳能光伏发电系统和并网太阳能光伏发电系统[4]。它的景。太阳能水泵，在具备风力发电和小水电的地区还可以组成混合发电系统，如风力发电太阳能发电互补系统等。并网太阳能光伏发电是指太阳能光伏发电连接到国家电网的发电的方式，成为电网的补充，典型特征为不需要蓄电池。民用太阳能光伏发电多以家庭为单位，商业用途主要为企业、政府大楼、公共设施、安全设施、夜景美化景观照明系统等的供电，工业用途如太阳能农场。目前对光伏并网系统的研究，大多是针对中小型光伏并网电站或是对小区成套光伏屋顶，一般以单相光伏发电并网系统为研究对象。此光伏并网系统也就是本文所称的单相光伏并网系统。这种系统应该是小功率，小体积，低噪声，性能可靠。研发这种系统的目的，是为了推广光伏技术产品进入千家万户。随着太阳能技术的发展，光伏电池的价格下降到适中位置，太阳能产品将以其节能环保的优势，成为一种广为普及的太阳能利用方式。网络均为单相系统，因此设计小容量光伏发电系统均从单相系统着手。国内外光伏发电并网技术的发展目前生产光伏电池的原料硅的生产技术发展较为缓慢和落后成为了制约光伏发电发展的一个瓶颈[5]。由于光伏电池的转换效率还比较低，往往单片的光伏组件的输出电阵列。光伏发电并网系统的拓扑结构主要分为单级式和两级式。两级拓扑结构一般由DC/DC变换器和DC/AC并网逆变器组成，前端的DC/DC变换器一般是比较常见的BOOST、BUCK-BOOST、CUK或者是推挽电路等，用来实现光伏电池输出的最大功率DC/ACDC/AC电路，它同时实现最大功率跟踪和并网控制。MPPT的或者变步长的导纳增量法就能实现较高的精度，而且设计简单，实用性强。光伏并网逆变器的输出控制模式主要有电压输出控制和电流输出控制电压输出控制型要求其输出电压与电网电压相位频率同步，而且要求等幅值并网；而电流输出控制型则只要求输出电流与电网电压同频同相由于控制逆变器的输出电流与电网电压同频同相不但较为简单而且性能优良所以目前国内外多是采用控制电流输出的并网模式而控制系统的调制方式在单相系统中往往采用 SPWM调制，三相系统中则多采用SVPWM调制方式。IEEEStd.2000-929标准[6]UL1741标准[7]，系统必须应满足标准规定的要求。本设计的主要任务DC-DCDC-ACMatlab软件进行建模仿真。论文的主要设计工作如下：1、研究分析光伏电池的基本原理与等效模型，并选择其中一种适合工程研究分析所用的模型，仿真分析其在不同光照强度和不同温度下的输出特性。2Boost升压电路实现最大功率跟踪MPP增量法实现最大功率跟踪的控制，并搭建仿真模型进行仿真实验。3、研究光伏并网逆变器的拓扑结构与控制方法，选择合适的拓扑电路，搭建并网单位功率因数追踪。41KW协调控制。对光伏发电并网系统产生孤岛效应的原因及其危害进行分析研究。2系统总体结构设计本设计主要针对小功率光伏发电系统，由于小功率光伏电池板输出的电压比较低，达不到并网的要求，因此需要用到直流升压电路将电压升高；要想将光伏阵列发出的直流电并入工频交流电网，必须将直流电转换为与工频电网同频同相的交流电，因此需要因此需要使用滤波电路将谐波滤除，滤除谐波后的交流电才能达到并网的要求。DC/DC升压电路、DC/ACDC/AC2-1所示。光伏电池阵列DC/DC升压DC/AC逆变滤波电路工频交流电网MPPT控制器并网控制器图2-1光伏发电并网系统拓扑结构DC/DCBoostDC/DC升压电路的控制实现光伏电池阵列的最大功率跟踪，使光伏电池阵列始终工作在最大功率点处。DC/AC流中谐波的滤除，得到与工频电压同频同相的电流，实现单位功率因数并网。Matlab/SimulinkDC/DCDC/AC2-1构进行连接，使各部分协调控制实现光伏发电并网。3光伏发电及最大功率跟踪建模与仿真太阳能光伏电池的建模与仿真P++ + + + + ++++++++++++-----------N- - - - - - -P++ + + + + ++++++++++++-----------N- - - - - - -+ -+-++ +- -+-----------++++++++++++-- +++- --光生电 动势 电池平衡时 b)光照时图3-1光伏电池工作原理太阳能光伏电池的基本工作原理是利用光生伏特效应使太阳辐射能在电池板上的3-1所示PN结构PN型硅对电路是呈电中性的。当太阳光照射到电池板上的PNPN结吸收，被吸收的能量除了转换N型硅在具有足够能量的光子作用PN结区附近，由于电子和空NPNPN区会有多余的电子，P区PNPN结对它们的牵引作用，进PN结内电场方向相反的光生电场。光P区还是带正电，N、N区之间产生光太阳电池多为硅材料太阳电池，其中包括单晶硅、多晶硅及非晶硅太阳电池。光伏电池数学模型的建立太阳电池的等效电路如图3-2所示[9]I不会随着电池工作状态的改变ph而发生变化，所以在光伏电池的等效电路中用恒流源来等效光伏电池。当光伏电池连通负载RPNL结二极管，形成与光生电流方向相反的电流I，削弱了光生电流。其中R是构成光伏电d s池的半导体电阻和电极电阻等电阻的和；R是漏电阻，指由于制作工艺原因导致电池边sh缘产生微裂痕等缺陷而引起金属桥漏电，形成了这个旁漏电阻；R是电池与背面的电极s接触及材料本身电阻的一个总等效阻值。Iph +

R Is+ +I IshdLRU R ULRL sh-- -图3-2太阳能光电池等效电路根据光伏电池的等效电路可得：又由于：PN

𝐼=−𝑈𝐿−(3-1)𝑅𝑠ℎ=𝑈+𝐼𝑅𝑠 (3-2)𝐼𝑑

=

𝑒𝑞(𝑈+𝐼𝑅𝑠)−1 (3-3)𝑛𝐾𝑇根据以上式子可得光伏电池的I-U特性方程：𝑛𝐾𝑇𝐼=𝐼

−

𝑒𝑞(𝑈+𝐼𝑅𝑠)−1−𝑈+𝐼𝑅𝑠

(3-4)𝑝𝑕 𝑜式中：I-光伏电池的工作电流（A）I-短路（光生）电流（A）phI-反向饱和电流（A）oq-单位电荷（1.6×e-19C）T-绝对温度（K）

𝑛𝐾𝑇

𝑅𝑠ℎU-光伏电池的输出电压（V）K-玻尔兹曼常数（1.38×10-23J/K）n-二极管因子I-U公式(3-4)IIRR等这些参数不仅与电池自身有关，还与日照强度和温度等ph o s sh外界环境也有关系，要确定这些参数十分困难。一般在工程上所用到的技术参数主要为光伏电池生产厂商提供的数据，因此需要对公式(3-4)进行简化，获得适合工程应用的实用化表达式。(3-4)(3-4)UI、oc scIUP等五个m m m复现光伏电池在任意日照和温度条件下的输出特性。RRR、sh s shRs是分别并联、串联在电路中的，因此在进行计算时则可以进行以下的近似[10]，即：R很大，使得(U+IR)/R远小于光伏电池的电流，通常情况下可将该项忽sh s sh略，则：𝐼=𝐼𝑝𝑕

−

𝑒𝑞(𝑈𝐼𝑅𝑠)−1 (3-5)𝑛𝐾𝑇RI=I，则：𝑛𝐾𝑇s ph sc𝐼=𝐼𝑠𝑐

−

𝑒𝑞(𝑈𝐼𝑅𝑠)−1 (3-6)𝑛𝐾𝑇此外，还需要考虑光伏电池处在最大功率点和开路状态条件下电压与电流的关系：𝑛𝐾𝑇光伏电池处于最大功率点时，U=U、I=I，则：m m𝐼𝑚

=

−

𝑒𝑞(𝑈𝑚𝐼𝑚𝑅𝑠)−1 (3-7)𝑛𝐾𝑇光伏电池处于开路状态下时，U=U、I=0则：𝑛𝐾𝑇oc0=𝐼𝑠𝑐

−

*𝑒𝑞𝑈𝑜𝑐−1 (3-8)𝑛𝐾𝑇综合以上对光伏电池数学模型的分析，可将(3-4)式简化为(3-9)式，即：𝑛𝐾𝑇𝐼=𝐼𝑠𝑐

1−

𝑈−1 𝐶−1 𝐶2𝑈𝑜𝑐由于常温条件下𝑒𝑈≫1，因此可忽略公式(3-9)中的“𝐶2𝑈𝑜𝑐𝐶1

=1−𝐼𝑠𝑐

−𝑈𝑚𝐶2𝑈𝑜𝑐

(3-10)由开路条件下的公式(3-8)，并把公式(3-10)带入公式(3-9)，可得：𝐶=𝑚−1𝑛1−𝑚+

(3-11)2

𝐼𝑠𝑐IUUI就可以根据公式(3-10)sc oc m m和公式(3-11)得出C1和C2，最后的太阳能电池I-U曲线是由公式(3-9)确定的。由于光伏电池的输出特性受光照强度和环境温度的影响比较大，一般情况下，标准参考光照强度和温度分别为：R=1000W/m2T=25℃。当外界辐照强度和环境温度ref ref发生变化时，必须考虑外界因素的变化对光伏电池特性的影响，需要加以改动光伏电池的模型来描述其在新环境下的特性曲线。对大量实验数据进行拟合，可得到下面在工程应用中已经被证明具有足够的精度的表达式：T=T+kSairT—PN结的温度（℃；T—外界环境温度（℃；airS—光伏电池阵列所接受的辐照强度（W/m2；

(3-12)—光伏电池陈列组件结构方式与支架构造的温度系数（℃m2/W见的太阳电池阵列支架，可取k=0.03(℃·m2/W)。根据在标准参考光照强度和温度下光伏电池的IUUI推算出在新的光照强sc oc m m度和温度下光伏电池的I’、U’、U’、I’，再带入公式(3-9)、(3-10)、(3-11)即可得到在sc oc m m新的光照强度和温度下光伏电池的特性曲线。∆𝑇=−(3-13)∆S=𝑆−1 (3-14)𝑆𝑟𝑒𝑓𝐼′=𝐼

𝑆1+𝑎∆𝑇 (3-15)′𝑜𝑐

𝑠𝑐=

𝑠𝑐𝑆𝑟𝑒𝑓1−𝑐∆𝑇𝑙𝑛𝑒+𝑏∆𝑆 (3-16)𝐼′=𝐼

𝑆1+𝑎∆𝑇 (3-17)𝑚 𝑚𝑆𝑟𝑒𝑓=𝑈 1−𝑐∆𝑇𝑙𝑛𝑒+𝑏∆𝑆 (3-18)𝑚 𝑚其中：a=0.0025/℃、b=0.5、c=0.00288/℃。根据公式(3-9)-公式(3-18)3-3I-U特性曲线，简称为伏安IU即为伏安特性曲sc oc线与电压轴的交点。IscA W/I /PU/V

Uoc

U/V图3-3光伏电池U-I曲线 图3-4光伏电池P=UIP-U3-4所示。由P-UM(U)。最大输出功m mMIU。当达到最大功m m率点之后，随着电压的增大，输出功率就会快速下降。Matlab仿真模型的建立图3-5光伏电池的Matlab仿真模型 图3-6光伏电池的电气参数(9)(3-9)-公式Matlab/Simulink[17]S-functionMatlab3-5所示。只要输入当前光照强度与环境温度，根据所接负载情况，图3-5所示仿真模型会在250W3-63-7251000W/m2时，光伏电池在不同的环境温度下的输出特性曲线。1000w/m2800w/m2600w/m2400w/m21000w/m2800w/m2600w/m2400w/m2200w/m2s=1000w/m2s=800w/m2s=600w/m2s=400w/m2s=200w/m2200AWA/P/ 5/PI 10000 10 20U/V

30

00 10 20U/V

30 40I-U曲线 b)P-U曲线3-725℃时光伏电池的仿真特性曲线T=20℃T=0℃T=20℃T=0℃T=0℃T=20℃T=40℃T=60℃T=80℃200W A 5/ /P100 I00 5 10U/V

15

00 5 10U/V

15 20I-U曲线 b)P-U曲线3-8S=1000W/m2时光伏电池的仿真特性曲线光伏电池输出特性仿真分析1、光伏阵列的输出特性3-7可以看出，光伏阵列的伏安特性近似为矩形，当工作点在最大功率点左侧一个恒流源。根据相关文献，恒压源和恒流源的部分所占区域的比值大致为。光伏点的非线性的电源。2、光照强度对光伏阵列输出特性的影响图7可以看出，相同温度条件下，光照强度变化时，开路电压的变化幅度较小，而短路电流的变化幅度较大，这与理论分析想符合，也验证了所建立的光伏阵列仿真模型的正确性。从图中还可以看出光照强度越大，最大功率点处的电流越大，其最大功率点功率也越大，而其对应的最大功率点电压变化不大。当光伏阵列的工作点偏移到最大功率点的右侧时，如果工作电压继续增大，会出现光照强度越强发出的功率越小的现象，这种情况下显然造成了相对更大的功率损失。因此，在实际应用中应该尽量避免这种情况发生，在相对较小的电压范围内进行最大功率点跟踪。3、温度对光伏阵列输出特性的影响3-810.04%0.4%，最0.4%。而光伏阵列必须要接受太阳光的照射才能工作，同时其自身工作的过程也会发热，因此必须要注意控制光伏阵列的工作温度。最大功率跟踪算法的实现设计+RiU-i+RiU-iRo电源+Uo-图3-9简单线性电路i i 图中，U为电压源，R为电压源的等效内阻，R为负载端的电阻，则负载上消耗的功率Pi i 𝑃=𝐼2𝑅=(𝑈𝑖)2

(3-19)𝑜 𝑅𝑖𝑅𝑜 𝑜i i 上式中，U、R均视为常数，则两端对R求导，可得：i i 𝑑𝑃𝑑𝑅𝑜

=

𝑅𝑖𝑅(𝑅𝑖𝑅

𝑜𝑜)3

(3-20)𝑑𝑃𝑑𝑅𝑜

=0,即𝑅𝑖=𝑅𝑜时，负载端消耗的功率为最大值。对于一些电源内阻不发生变化的供电系统，可以采用上述这种负载端电阻等于电源内阻的简便方法获取最大功率的输出。但在太阳能电池供电系统中，太阳能电池的等效内阻不仅仅受日照强度的影响，而且还与外界环境温度及其所带负载大小的影响，因此其等效内阻值处在不断变化的状态中，从而对太阳能电池供电的系统不可采用上述方法使所带负载获得最大的输出功率。目前采用的方法是在太阳能电池阵列后级增设一个DC／DC变换器，通过控制DC／DC变换器中功率开关管的导通比来调整太阳能电池阵列，使其工作在最大功率点，从而实现对太阳能电池最大功率点的跟踪控制。出电压上，由光伏阵列的P-U特性曲线可知当光伏阵列的工作电压小于最大功率点电压Umax时，光伏阵列的输出功率随阵列端电压上升而增加；当阵列的工作电压大于最大功率点电压Umax时，阵列的输出功率随端电压上升而减小。称光伏阵列的输出功率电压曲IPVUPVUPV-MPPT控制器+UPI+ref-三角载波线的最高点为最大功率点PowerIPVUPVUPV-MPPT控制器+UPI+ref-三角载波图3-10最大功率控制图MPPT的实现实质上是一个自寻优过程，通过对阵列当前输出电压与电流的检测，率跟踪的过程如图3-10所示[9]：图中Upv为光伏电源的实际输出电压，Uref为光伏电源在某一温度下经过最大功率跟踪之后，最大功率点对应的输出电压，将光伏电源实际的输出电压与Uref比较之后经过PI调节，调节结果与三角波比较得到PWM脉冲，驱动功率器件导通与关断，从而调节光伏电源的负载阻抗，以实现最大功率跟踪。国内外文献提出了多种跟踪方法[3][11][12]，可分为自寻优和非自寻优方法两大类型。其中自寻优方法主要包括扰动观测法、导纳增量法、恒定电压法或短路电流法、寄生电要包括曲线拟合法等。本章针对常用的MPPT实现方法：定电压跟踪法、扰动观测法、导纳增量法等进行详细的分析。定电压跟踪法定电压跟踪法[11][5](ConstantVoltageCVT)是最简单也是最传统的一种3-11所示。我们把不同光照强度下的最大UUm率点跟踪控制。2502502001000w/m2200W150600w/m2W1505℃/P100/P10035℃200w/m250200w/m200

20U/

30

5065℃65℃0 10

U/

30 40 50图3-11不同光照下CVT 3-12不同温度下CVTCVTCVT显，CVT没有考虑温度对最大功率点电压的影响，在温度变化的时候，如图3-12所示，10℃时，其开路电压下降率为0.35%～0.45%UmCVT有的温度环境下完全的跟踪最大功率。温度对整个光伏阵列的输出将会产生比较大的影响，如果仍然采用这种方法只能通过降低系统的效率来保证其稳定性。U 另外一种类似于定电压跟踪法的开路电压法，不是跟踪恒定的电压，而是跟踪变的电压由实验验证知U m o0.78(误差±2%)78%作为最大功率点对应的参考电压，并在一定时间内保持不变。优点是不会产生在最大功率点附近的振荡，并且结构简单，的开路电压，这会导致光伏阵列无法持续供电。同时光伏阵列的Um/Uo并不总等于同一常数。因此，可以说该算法追踪的稳态误差较大，能量转换效率低，在实际应用中正逐渐被其他MPPT方法取代。扰动观察法读取P，增加ΔU读取P，增加ΔU1计算U，I2 2计算P2YP>P12N增加ΔU减少ΔU计算P2图3-13扰动观察法流程图扰动观察法[2][14]也称为爬山法HillClimbing简称HC)“干扰”。然后通过比较干扰周期前后光伏阵列的输出功率，如果输出功率增加，那么继续按照上一周期的“干扰”方向进行“干扰”，如果监测到输出功率减“干扰”方向，这样光伏阵列的实际工作点就能逐渐接近当前最大功率点，最终在其附近的一个较小范围往复达到稳态。算法流程图如图3-13。光伏阵列和负载之间的接口通常采用PWM型的DC/DC变换器和DC/AC占空比D的大小决定了光伏电池输出功率P的大小。P-D的关系与P-V的关系相似，并且当dP/dD=0与前一时刻的功率比较，从而决定占空比D的增减。这种方法直接把占空比D作为控制参数，只需要一个控制循环，从而减少了控制器设计的难度。电导增量法读取读取UI1 1读取dINYdI>0？YdI IYdU U?dI=0？NNdU UdII?dI>0？Y NYNU=U+ΔUrrU=U-ΔUrrU=U+ΔUrrU=U-ΔUrr返回电导增量法

图3-14电导增量法流程图通过比较太阳能电池阵列的瞬时导抗与导抗的变化量的方法来完成最大功率点跟踪的功能。光伏阵列的P-U曲线是一个单峰的曲线，在输出功率最大点处，功率对电压的导数为零，要寻找最大功率点，只要在功率对电压的导数大于零的区域增加电压，在功率对电压的导数小于零的区域减小电压，在导数等于零或非常接近于零的时候，电压保持不变即可。分析如下：𝑃=𝑈𝐼 (3-21)将上式两端对U求导，并将I作为U的函数，可得：𝑑𝑃=𝑑(𝑈𝐼)=𝐼+𝑈

(3-22)所以得到以下三种情况：

𝑑𝑈

𝑑𝑈

𝑑𝑈1)当𝑑𝑃=0时，即𝑑𝑈

𝑑𝐼𝑑𝑈

=−𝐼𝑈

时，𝑈=𝑈𝑚𝑎𝑥；2)当𝑑𝑃

0𝑑𝐼

−𝐼𝑈

时，𝑈 3)当𝑑𝑃

0时，即

𝑑𝐼𝑑𝑈

−𝐼𝑈

时，𝑈 于是我们便可以根据dI/dU与I/U之间的关系来调整工作点电压而实现最大功率点跟踪，算法流程图如图3-14所示。采用电导增量法进行光伏阵列最大功率点跟踪控制，当光伏阵列工作于最大功率点时，系统电路的功率开关管占空比就不会再变化，因此理论上这种方法处于最大功率点时是不存在振荡的。对比于恒定电压法、扰动观察法，电导增量法跟踪控制更加精准，响应速度更快，且适合各种不同的环境。只是由于要计算光伏系统的瞬时电导与电导增量，对系统整体响应速度以及采样精度也有较高要求，这样就会增加系统成本。MPPT方法间歇扫描法[2]这种方法是在定电压跟踪法的基础上得来的，只是用定时的扫描仪代替了从厂商处得来的Um需要一直处于搜寻状态。这种间歇扫描方法测定所需要的时间只是毫秒级，而定时扫描的时间间隔可以放宽实时控制PWM的输出以使系统工作在与该Um相应的工作点上。这种方法一般不会产生振荡。模糊逻辑控制[14]由于太阳光照的不确定性、光伏阵列温度的变化、负载情况的变化以及光伏阵列输DSP比较方域并确定有关参数。使用模糊逻辑方法进行光伏系统的MPPT控制，具有较好的动态特性和精度，具有十分广阔的应用前景。另外，模糊控制由于其自身理论还不够完善，并不能适合所有应用场合。目前在光伏系统MPPT控制具体应用中，模糊控制仍处于研究阶段。[12]滞环比较法可以避免扰动观测法中的扰动误差以及误判现象。因为自然界中，光照强度并不会出现控制意义上的快速变化，因此，采用滞环比较法可以在光照强度快速变从而减小了扰动损失。[12]最优梯度法是一种以梯度法（Gradientmethod）为基础的多元无约束最优化问题的数值计算法。它的基本思想是选取目标函数的负梯度方向（择正梯度方向）作为每步迭代的跟踪方向，逐步逼近函数的最小值（或最大值）析结果。电压电流最大功率点参数电压电流最大功率点参数„温度图3-15神经网络法MPPT控制实现过程示意图出反应。以一种基于神经前馈网络的MPPT控制算法为例进行介绍。由于前馈系统是单图3-15与隐含层中的所有神经元相连接（图中未画出）所有神经元相耦合（图中未画出）。建立前馈神经网络后，用反向传播法对算法进行训练。反向传播法仅需要输入参数和期望输出就可以对神经网络中的连接权的权重进行训练。反向传播训练也称为监督训练，即先根据已有的输入数据和期望输出进行学习。学习一定时间后，即可比较实际输出和期望输出的误差，如果误差不满足要求，则继续学习，直至误差满足要求。最大功率跟踪算法的确定根据前面对最大功率点跟踪方法的分析可知，相比其它寻优方法，电导增量法有着显著的优点，如跟踪准确度高、跟踪速度快等。当然它也有自身的缺点，如在控制步长的选择上，也始终无法兼顾控制速度和控制精度。针对这个缺点，很多文献提出了包括自适应算法在内的改进算法。P-U输出特性(3-4所示)，当光伏电池工作在最大功率点附近时，我们希望电压的调节步长较小，能够稳定地达到最大功率点，如果步长过大，会引起在最大功率点附近的波动，产生较大的功率损失；当光伏电池工作在远离最大功率点3-4中可以看出，最大功率点附近波形较其它区域3-4中可以观察到，光伏电池工作在最大功率点左右两侧的曲线并不是4：1。那么，显然我们希望当光伏电池工作在最大功率点左侧的区域时能够以较大的波动。所以，可以把左右两个区域的步长比例关系暂定为4：1。值|dP/dU|是曲MPPT3-16所示。其中，B>A4：1为基础，在仿真中进一步调整。A|dP/dU|、B|dP/dU|D1也有一定的比例关系，根据经验，一般取2~5，因此A|dP/dU|0.0002～0.0005P-U特性即可确定|dP/dV|ABA|dP/dU|、B|dP/dU|根据具体的仿真电路要有上下限幅值以保证仿真效果。系统初始化系统初始化检测U(k)和I(k)dI=I(k)-I(k-1)dU=U(k)-U(k-1)dP=I(k)U(k)-I(k-1)U(k-1)Y|dP|<ε?NΔD=D1dP/dU>0?YNΔD=B|dP/dU|ΔD=A|dP/dU|NU(k)-U(k-1)=0?YdI/dU=-I/U?NI(k)-I(k-1)=0?NdI/dU>-I/U?ND=D+ΔDY YYYD=D-ΔDI(k)-I(k-1)>0?ND=D+ΔD保存U(k)、I(k)，k++返回图3-16自适应变步长电导增量算法流程图最大功率跟踪主电路的设计由前面的最大功率理论分析可知，在常规的线性系统电气设备中，为使负载获得最大功率，通常要进行恰当的负载匹配，使负载电阻等于供电系统的内阻，此时负载上就可以获得最大功率。但在太阳能电池供电系统中，太阳能电池的内阻不仅受日照强度的影响，而且受环境温度及负载的影响，因而处在不断变化中，从而不可能用上述简单的方法获得最大输出功率。光伏阵列由于受太阳光照强度和环境温度变化的影响，输出电压和输出电流在不断DC/DC变3-17DC/DC变换电路中功率开关器件的占空比，来调节外接使光伏电池工作在最大功率点，从而达到对太阳能电池板最大功率点跟踪的目的。DC/DC变换器基本类型[23]有：降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路。下面就这三种电路进行较为详细分析[9]。EDCEDC/DCRo-图3-17带DC/DC的变换器电路DC-DC变换电路的选择1、降压斩波电路（Buck）平均直流输出电压低于直流输入电压的变换电路称为降压DC-DC变换电路，主要用于直流稳压电源和直流电机调速。实际应用的降压斩波器由全控型器件（IGBT）极管和LC3-18SiSiLuLsUCiVDUo图3-18降压型DC-DC变换电路电感电流连续工作模式2形如图3-19所示。StSttonoffOutsUiOtLOStit O t 1 2图3-19电流连续模式下电路波形t=0时，驱动开关管导通，在ton区间内二极管VD反偏截止，不起作用，电源能量加到电感、电容及负载上。电感储能两端呈现正向电压uL=Ui-Uo。在该电压作用下电感电流线性上升。=tt 时，开关管关断，电感反电势（左负右正）VD正偏导通，电感储存的=1L 能量经VD传给负载，电感两端电压呈现负电压u=-UL c 在整个工作过程中，电容电流iC为电感电流与负载电流之差，其平均值为零。电容电压u与负载电压uc 即1(2√𝐶) 1可基本消除输出电压中的脉动由于LC低通滤波器的作用输出电流的谐波含量比输入电流的谐波含量小得多，为减小换流器对电源的谐波干扰，一需采用输入滤波器。可以看出，二极管VD为续流二极管，为释放电感中的能量提供通道。oL推导电路的输出电压U即：oL−𝑈𝑜)𝑜𝑛=𝑈𝑜(𝑇−𝑜𝑛) (3-23)因而，降压型电路输出电压为：𝑇=𝑡𝑜𝑛=𝑈𝑖 (3-24)𝑇0<<1式中为占空比定义为开关导通时间与开关周期的比即D＝t/t由于 D ，0<<1onoff因此降压型电路的输出电压不可能高于其输入电压，且与输入电压极性相同。i 0 ii 0若忽略所有元件的损耗，则输入功率等于输出功率，即P=P，UI=i 0 ii 0𝐼𝑜=𝑈𝑖=1

(3-25)𝐼𝑖 在连续电流方式下，可把降压换流器看作一直流变压器，其等效变比可通过调节占空比在0到1之间连续变化。电感电流断续工作模式StSttonoffOstUioOLtOStiittO t ttt1 2 3图3-20降压型电路电流断续工作时的波形当处于断续工作方式时，该电路在1个开关周期内相继经历3时的波形如图3-20所示。电流连续的临界条件为：𝐿 1𝑅𝑇

(3-26)降压型电路常用于降压型直流开关稳压器、不可逆直流电动机调速等场合。2、升压斩波电路（Boost）平均直流输出电压高于直流输入电压的变换电路称为升压型斩波电路，电路构成如图3-21所示。该电路也存在电感电流连续和电感电流断续两种工作过程。iLiLVDL+UCiu Ss-Uo图3-21DC-DC变换电路电感电流连续工作模式ttttonofftittOuOiLOiSO t t t1 2图3-22升压型电路电感电流连续工作时的波形2的波形如图3-22所示。L 当t=0时，驱动开关管导通，二极管VD存在电感中不能输出，电感电流线性上升。两端呈现正向电压u=UL =当tt时，开关管关断，输入的能量与电感储存的能量一起传给负载，电感两端电压=1L i o u=U-U，电感释放能量，电感电流线性衰减。uL i o 𝑜𝑛+𝑈𝑜)𝑜𝑓𝑓=0 (3-27)由此可得输出电压与占空比的关系为：1=11

(3-28)由于0<D<1性相同。应注意，D→1时，Uo→∞，故应该避免D过于接近1，以免造成电路损坏。i o ii o若忽略所有元件的损耗，则输入功率等于输出功率，即P=P,i o ii o=1− (3-29)𝐼𝑖在连续电流方式下，升压换流器也等效于直流变压器，只是等效电压比始终大于1，且可通过控制开关的占空比来连续控制。电感电流断续工作模式3工作时的波形如图3-23所示。StSttonoffOtUsiUoUiOLtOStiiO tt t t12 3图3-23升压型电路电流断续工作时的波形升降型电路中电感电流连续的临界条件如下：𝐿 (1−)

(3-30)𝑅𝑇 2o i o UU/(1UUo i o 3、升降压斩波电路（buck-boost）升降压型电路的结构和工作波形如图3-24感电流断续两种工作模式。S VD+u+us-UCiLiULo电感电流连续工作模式

图3-24升降压型电路的结构升降压型电路工作于电感电流连续模式时，电路在一个开关周期内相继经历2个开关状态，此时电路的工作波形如图3-25所示。L 当t=0时，驱动开关管导通，二极管反偏截止，使输入输出隔离，输入的能量存储在电感中不能输出，电感电流线性上升，两端呈现正向电压u=UL =当tt时，开关管关断，二极管正偏导通，电感储存的能量传给负载，能量不能从=1L o 输入端提供，u=U，uL o 𝑈𝑖𝑇+𝑈𝑜(1− )𝑇=0因此，输出电压比与开关通断的占空比间的关系为：

(3-31)=−1−(3-32)上式中等式右边的负号表示升降压电路的输出电压极性与输入电压极性相反，其输出电压既可以高于其输入电压，也可以低于输入电压。StSttonoffOtUsiUioOLtOStiiO t t t1 2电感电流断续工作模式

图3-25电感电流连续工作时的波形当处于断续工作方式时，升降压型电路在一个开关周期内相继经历3个开关状态，电路的工作波形图如图3-26所示。SttonSttonoffOuUsUtioiiOLtiOSt1 2图3-26电流断续时的工作波形电感电流连续的临界条件：𝐿

(1−)22

(3-33)升降压型电路可以灵活地改变电压的高低，还能改变电压极性，因此常用于电池供电设备中产生负电源的电路，还用于各种开关稳压器中。由于太阳能电池的输出特性与外界环境密切相关，这就导致太阳能电池的工作状态极不稳定，因此要在太阳能电池的输出端加一个储能电容，假设Buck电路工作在连续状态下，由于储能电容的加入，在Buck电路功率开关管断开时，太阳能电池对储能电容进行充电，使太阳能电池一直保持在发电状态，通过调节Buck电路功率开关管的导通比，可实现对太阳能电池的最大功率点跟踪，因此，Buck电路实现太阳能电池的最大功率跟踪，其储能电容是必不可少的。但是在负载端大负荷工作时，为了满足功率需求，储能电容会进行大电流充放电，减少其使用寿命。另外，在小功率光伏发电系统中，光伏阵列输出电压一般达不到并网要求，需要进Buck并网式发电系统太阳能电池最大功率跟踪控制时，不选用Buck降压电路。与之相比，Boost升压变换电路可以根据太阳能电池的变化保证电路系统工作在稳定状态下；同时，Boost升压电路体积小、重量轻、效率高，由于电压抬升的作用，太阳能电池阵列的输入直流电压范围可以很宽。故针对太阳能电池最大功率点的跟踪应选用Boost升压变换电路。Boost变换电路主要参数的设计Boost升压变换器是实现最大功率跟踪控制的核心部分之一，Boost电路设计的是否合理将直接影响系统的转换效率。通过改变功率管的占空比来跟踪太阳能电池的最大功率点，使太阳能电池间接向负载供电，但是任何器件的功率损耗都会影响整个系统的跟踪精度，因此，对于Boost电路元器件的参数选择也是至关重要的，下面介绍主要参数的选择方法[14]。1、储能电感的L的确定Boost3-21L两部分，其中电流纹波分量为：在忽略电路损耗情况下有：

∆𝐼=𝑈𝐿

𝑜𝑛=𝑈𝐿𝑇 (3-34)𝑈𝑖𝑛𝐼𝑖𝑛=𝑈𝑜𝐼𝑜

(3-35)Iin为电源Uin流出的平均电流，等于流入电感的平均电流，即Iin=IL，故由公式(3-35)得到：𝐼𝐿=𝑈𝑜𝐼𝑜=𝐼𝑜

(3-36)𝑈𝑖 1L oin o I≥I/IU/U=1/(-L oin o 和公式(3-36)推得：21(1 D)2𝑇𝑅𝑜 (3-37)2考虑到电感的饱和影响与减小功率开关管IGBT的电压损耗和峰值电流等问题，这里取储能电感L中的纹波电流为：𝐿∆𝐼=𝑈𝑖𝑛𝑡𝑜𝑛=(1.4~2)𝐼 (3-38)𝐿𝐿因为Uo=T/(T-ton)Uin,由35式和38式可导出：𝑖𝑛=𝑈𝑖𝑛𝑡𝑜𝑛=𝑈2(𝑈𝑜𝑈𝑖𝑛)𝑖𝑛

(3-39)𝑜1.4𝐼𝐿 (1.4~2)𝑓𝑈2𝐼𝑜𝑜根据系统容量由公式(3-39)即可求出储能电感参数的大小。2、滤波电容C的确定ooBoost3-21SC存储电能为负载端供电，电流为(-I)SLD导通，此时储能电感释放出的电能一部分为负载供电，电流为Ioo当开关管S触发导通时，滤波电容C上的电压降为：()∆𝑈 =𝐼𝑜𝑡𝑜𝑛()𝐶SC上的电压升为：

(3-40))=1∫𝑜𝑓𝑓𝑑 (3-41)𝐶0电路处于稳态时，电路中的能量是守恒的，由此可知，滤波电容的充电和放电的电压升降的绝对值应为等同的，即：)=) (3-42)由公式(3-40)可知：

𝐼𝑜𝑡𝑜𝑛=𝑈𝑜𝑇

(3-43)∆𝑈() ∆𝑈()𝑅𝑜输出电容容量的大小将决定输出电压纹波的大小，为了满足滤波电容的纹波电压相对值要求，滤波电容的选择应满足下面的式子：𝐶 𝑈𝑜𝑇

(3-44)o其中ΔU=kU，ΔU为输出电压的纹波值，k为系统要求输出电压纹波值的百分比，因此由公式(3-44)即可求出滤波电容的参数大小。o最大功率跟踪建模与仿真仿真模型的建立及参数的确定Discrete,Ts=5e-006s.Step

T+i+S I s+i+V -

powerguiStep1

PV CCSv+

gIGBT

Diode- Ud=380VE0.01Constant

IU D Dmmppt PWM3-27Boost电路的最大功率跟踪系统0Constant11DZero-OrderHold2

Saturation

>=0Switch

1pwmRepeatingSequence

1Constant图3-28PWM产生模块仿真模型图1I1st-OrderFilter -uUnaryMinusAdd Switch3 02U1st-OrderFilter1

-C--C-

|u|Abs1>

Switch Switch4-C-Switch2Add1Product1Product3m

|u|AbsSubtract

Switch11D图3-29自适应变步长的电导增量算法仿真模型STP250S-201000WMPPT算法，利用Matlab/Simulink[17]Boost3-27该仿真系统可以划分为四大模块：光伏阵列模块、Boost主电路模块、最大功率跟踪控PWMBoost主电路模块中各3-13-29A=3.8410-5=15.36×10-5d/dV|=～30。图3-28PWM模块，根据最大功率跟踪控制模块参数的设置，其参数设置为：三f=20kHz0.00045D=0.0001～0.00045。表3-1 Boost升压电路的仿真参数项目光伏阵列

参数U=149.6V，Ioc U=122.8V，I

=8.63A，=8.15A输入滤波电容Boost输出滤波电容Ud开关频率

m m500uf5mH1000uf380V20kHz仿真结果分析1000800w 60040020000 0.5 1t/s

vU1.5 2

1501005000 0.5 1t/s

1.5 2a)光伏阵列输出功率 b)光伏阵列输出电压9.598.5AI 87.570 0.5 1t/s

1.5 2c)光伏阵列输出电流图3-30光照强度发生变化时MPPT跟踪效果1000800w600400200

150100vU5000 0.5 1t/s

01.5 2 0

0.5 1t/s

1.5 2a)光伏阵列输出功率 b)光伏阵列输出电压1098A7650 0.5 1t/s

1.5 2c)光伏阵列输出电流图3-31环境温度发生变化时MPPT跟踪效果ode453-30为光照强度突然发生变化时的t=0时光照强度S=800W/m2t=1s时光照强度突变为S=1000W/23-31MPPTt=0Tair=2t=1sTair=550.3s内迅速时，系统能够在0.2s降低了系统的功率损失，还为后续电路的逆变环节提供了稳定的直流电压。4光伏发电并网系统的实现设计并网逆变器主电路的设计光伏发电系统的基本工作原理就是利用光伏电池把光能转换为电能，再经过直流升压、逆变处理后供给人类日常生活使用，而并网逆变器的主要任务是将光伏阵列输出的直流电逆变为可并网输送的交流电，并网逆变器的性能也直接影响着电能质量，因而它是光伏发电系统的重要组成部分。并网逆变器输入输出方式的确定光伏并网逆变器按控制方式分类，可分为电压源电压控制、电压源电流控制、电流源电压控制和电流源电流控制四种方法[14]。L+CDCdUuL+CDCdUu(t)Nd-ACI Ldd+DCCUdu(t)N-AC电压型逆变器图 b)电流型逆变图4-1按输入直流电源性质分类的并网逆变器结构图1、电压型逆变器理想的逆变器，从直流变到交流的功率总是一定的，没有脉动，直流电压波形和电流波形中也不应该产生脉动。但在逆变器的实际电路中，逆变器功率PPCd；当负载功率因数变化时，交流输出电压的波形不变，即交流输出电压的波形与负Cd成方波。在逆变器中，与逆变开关并联有反馈二极管，交流电压与负载无关，是方波。d)关管之间进行的e)可以通过控制输出电压的幅值和波形来控制其输出电压。2、电流型逆变器当逆变器的逆变功率P的脉动波形由直流电压来体现时，称之为电流型逆变器，如图34所示，直流电源是恒流源。电流型逆变器的特点如下[18]：Ld；载无关，交流输出电流的波形，通过逆变开关的作用，被直流电源电感稳流成方波。在逆变器中，与逆变开关串联有反向阻断二极管，而没有反馈二极管，所以在逆(部分能量)。的。可以通过控制输出电流的幅值和波形来控制其输出电流。在逆变器与电网进行并联运行时，电网可以认为是一个无限大的交流电压源。如果并网逆变器采用电压控制的方式，此时系统就相当于两个电压源进行并联运行。为确保系统能够稳定并网运行，就必须采用锁相控制技术，使逆变器的输出电压与电网电压同步，并在此基础上通过调整逆变器输出电压的幅值及相位来调节其输出电流的大小，进幅值和相位一致，以减小并联环流的产生。而对于采用电流控制方式的并网逆变器，只需要控制逆变器的输出电流跟踪电网电压，同时设定输出电流的大小，就可以实现稳定的并网运行，其控制方法相对简单，效果好，因此得到了广泛应用。根据以上分析，本文的光伏并网逆变器采用电压源输入、电流源输出的控制方式，即电压型逆变器。采用电压型逆变主电路，同时可以实现有源滤波和无功补偿的控制，在实际中已经得到了广泛的研究和应用，可以有效地进行光伏发电、提高供电质量和减少功率损耗，并且可以节省相应设备的投资。并网逆变器拓扑结构的确定**uo直流电压源按逆变器主电路的拓扑结构，主要有半桥逆变器、全桥逆变器和推挽逆变器**uo直流电压源图4-2推挽式逆变器电路拓扑图+-单相半桥电路在输入端只能产生两种电平，因此采用脉宽调制的方法在输入端生成的是双极性的脉宽调制波，其幅值为直流电压的一半。它结构简单，但主要缺点是直流侧电压利用率低，在同样的开关频率下电网电流的谐波较大。拓扑结构如图4-3+-+-图4-3+-图4-4单相全桥逆变器电路拓扑图4-4简单且易于控制。其不足之处是要求较高的直流侧电压值。并网逆变器绝缘方式的确定绝缘方式、无变压器绝缘方式]1、工频变压器绝缘方式L+TT+LiLTL+TT+LiLTTCiLCCTTTT--电压型 b)电流型2

图4-5采用工频变压器绝缘的逆变器主电路图4-6为采用高频变压器绝缘方式的逆变器的主电路。图中变换分为三级，第一级为SPWM高频逆变器，通过高频变压器后整流滤波成直流，再经工频逆变器，变为工频正弦波电压输出。L+ T T1 3C C1 2T T2 4-

工频逆变器图4-6采用高频变压器绝缘的逆变器主电路高频变压器比工频变压器体积小，重量轻，成本低。但是经过多级变换，回路较为复杂，效率问题比较突出。由于有SPWM控制和周波数变换，输出波形畸变小，不需要强有力的滤波，不过高频电磁干扰问题严重，要采用滤波和屏蔽等抑制措施。3、无变压器方式+T1T3L1L2C1C2T2T+T1T3L1L2C1C2T2T4-图4-7采用无变压器无绝缘的逆变器主电路逆变器无变压器绝缘方式主电路比工频变压器绝缘方式复杂一些，比高频变压器绝缘方式简单，仍然是两级变换，效率高。没有变压器，体积小、重量轻、成本低，是目前比较好的一种主电路方式，因此本文选择无变压器绝缘方式的逆变器。并网逆变器控制策略设计并网逆变器控制目标ILUILUoUgridθUUUL oUIUL grid图4-8并网逆变器电路原理图 图4-9并网逆变器电路矢量图如图4-8所示，Uo为逆变器电路输出电压，Ugrid为电网电压，L为串联电感，IL为并网电流。为保证功率因数为1，并网电流的相位就必须与电网电压相位完全一致。以Ugrid为参考，I与U 同相位，电感两端电压的相位则落后电网电压的相900，其矢量如L grid图4-9所示。由图可知由于存在滤波电感当使并网逆变器输出的电流与电网电压同相位时逆变电路输出电压U与电网电压U 间存在相位差：o grid𝑈=𝑗𝜔+(4-1)上式中为电网角频率。在实际电路中，U 的频率、相位与幅值都可以通过锁grid相得到。并网电流的相位角参考相位为市电电网的相位。利用电流传感器实时检测I，L以确保I与电网电压的相位一致，实现单位功率因数并网发电[18]。L输出电压型控制策略IIref+Ic-控制器Uref*+++-比较器SPWM信号IgUoI过零g相位调整Uref图4-10输出电压控制原理图4-10所示为输出电压控制原理图。采用并网电流IU；g ref*同时电流I的过零用于改变U的相位来调节输出电压的相位，使输出电流I与电网电压g ref g的相位差为零，即同相，以实现其向电网输出功率大小的调节。由于此控制算法较难实现，因此通常不采用此方法对并网逆变器进行控制[20]。输出电流型控制策略1，即要求输出控制方式和固定开关频率控制方式。1）电流滞环瞬时控制方式[12][21]电流滞环瞬时控制方式控制示意图如图所示，其外环是电压反馈控制环，内环PI控制器输出电流幅值指令乘以表示网压的单位正弦信号后，得带中。这种方式中，滞环的宽度对电流的跟踪性能有较大的影响。当滞环宽度较大时，开关频率较低，对开关器件的开关频率要求不高，但跟踪误差较大，输出电流中的高次谐波含量较大；当滞环宽度较小时，跟踪误差较小，器件的开关频率提高，对器件的开关频率要求较高。电流滞环瞬时控制方式有以下特点：A、控制方法简单，实时控制，电流响应快；B、没有斩波，输出电压中不含特定频率的谐波分量；Uref+Uref+-PII*i*+PWM波-Isinwtigout固定开关频率控制方式

图4-11滞环瞬时控制方式拓扑图4-12所示。这种控制方法与电流滞环控制的区别在于从电流误差信号得到最终控制逆变器的PWM(SPWM)信号，控制功率器件的导通或关断。由滞环瞬时控制方式控制简单，控制效果较好。固定开关频率控制方式的特点：A、跟随误差大；B、硬件实现相对复杂；C、输出电压中谐波量较少，含有与三角波相同频率的谐波；D、开关器件的开关频率固定的等于三角载波的频率；E、电流响应相对于电流滞环瞬时控制方式较慢。UUref+-PII*i*+-P+ PWM波-Usinwtouti三角波out图4-12固定开关频率电流控制示意图改进固定开关频率电流控制方式[14]Uref+-PIIUref+-PII*i*+-P+++ PWM波-Usinwtiout交流侧电压out三角波

图4-13改进固定开关频率电流控制示意图不带阻尼的滤波器光伏并网逆变器输出滤波器的类型主要有：L型、LC型和LCL型，其拓扑结构如图4-14所示[11]。L逆变器 电网逆变

LL1LL1L2逆变器C电网L型滤波器 b)LC型滤波器 c)LCL型滤波器图4-14三种常见滤波器拓扑结构L型滤波器对输出电流纹波有很好的抑制作用，但是对于高频开关纹波的抑制作用相对较弱。而且要得到较好的电流纹波抑制作用，选取的电感较大，体积大，成本也无优势。LC型滤波器较L型滤波器在抑制高频开关纹波方面有一定改进，对电流纹波也有LCLCL型滤波器集合了L型滤波器和LC型滤波器的优点。它较LC1𝐺(𝑠)= 1 1𝑠(𝑠2𝐿1𝐿2𝐶𝐿1𝐿2)

(4-2)BodeDiagram50M

0-50-100-150-20010

102

104

106Frequency(red/sec)图4-15LCL型滤波器幅频特性曲线图4-15给出了LCL型滤波器的幅频特性曲线图。由图可知，在低频段，幅频特性以-20dB/dec的斜率衰减，而在LCL型滤波器的谐振频率后，LCL型滤波器的幅频特性曲线的斜率变为-60dB/decLCL在谐振点上存在尖峰，因此需要加入阻尼以抑制尖峰。逆变器侧电感L的作用主要是抑制输出电流纹波，其取值主要由输出最大电流纹波1max ΔI决定，一般取ΔI为额定电流的15%～25%，本文取20%max ∆𝐼𝑚𝑎𝑥=20%×式中：P——逆变器额定输出功率；oU——逆变器额定输出电压。单级性调制下，输出电流纹波为：o

𝑃

(4-3)∆𝐼=𝑈𝑑𝑢𝑐(𝑡)×𝑑(𝑡)

(4-4)𝐿1

𝑓𝑠𝑤式中：U——逆变器直流输出电压；du(t)——滤波器电容两端电压；cd(t)——占空比；f——开关频率。sw由于谐波电流在输出的正弦电流峰值附近脉动最严重，此时在电感L1两端应用伏秒平衡原理得：𝑈𝑑−𝑢𝑐 ))×𝑑)×−𝑢𝑐 )×1−𝑑))×=0 (4-5)式中：T——开关周期。s将公式(4-5)带入公式(4-4)得：∆𝐼=𝑈𝑑−𝑢𝑐𝑡)×𝑢𝑐𝑡)×1

(4-6)𝐿1

𝑈𝑑

𝑓𝑠𝑤由公式(4-6)可知，当u(t)=0.5U时，输出电流纹波最大，即c d∆𝐼𝑚𝑎𝑥=

𝑈𝑑4𝐿1

(4-7)则联立公式(4-3)和公式(4-7)，可得：𝑈𝑑1 4∆𝐼𝑚𝑎𝑥

(4-8)L型滤波器电感上的总压降不能超过电网电压的10%此情况下，设电感L1L2上总压降为U，则：L=𝜔𝐺×× 1+2)式中：I——额定输出电流；Lω——工频角频率。G设电网电压为E，又由于G

(4-9)≤联立公式(4-9)和公式(4-10)得：1+2≤

𝐸𝐺

(4-10)(4-11)10𝜔𝐺𝐼𝐿不同文献对电网侧电感L2的取值不同，一般取L1/L2的比值在4~6之间较合适[11]。LCL型滤波器电容CLCL频率等因素确定。当逆变器侧电感L1及电网侧电感L2固定时，滤波器的谐振频率随着电容C的增大而减小，更有利于抑制高频谐波，但是随着谐振频率的减小，输出谐波电流在谐振频率附近的低次谐波电流的幅值又会增大。由于电流控制器的带宽要小于谐振频率，随着谐振频率的减小，电流控制器的设计难度也随之增大。而且随着电容的增大，电容上吸收的无功功率也随之增大，电容上的谐波电流增大，从而使逆变器的输出电流增大后引起系统损耗的增加。所以，输出电容C的选择是综合考虑以上几种因素的折中选择。为了使输出的功率因数不会过低，一般选择电容上吸收的无功功率小于额定输出功率的5%，则：𝐶≤5%×

𝑃𝐺𝜔𝐺𝐸2𝐺

(4-12)为了得到较好的滤波效果，滤波器的谐振频率不能设置的过高；为了降低电流控制器的设计难度及低次谐波幅值，滤波器的谐振频率也不能设置的过低。一般设置滤波器的谐振频率大于10倍的电网基波频率，小于1/2倍的开关频率，即2≤≤1(4-13)2式中：f——电网基波频率；Gf——滤波器谐振频率。R由式LCL型滤波器的传递函数可得，其谐振频率为：𝑓𝑅=

1√𝐿1𝐿2

(4-14)则将公式(4-14)代入公式(4-13)

𝐿1𝐿2𝐶(𝐺)2≤𝐿1𝐿2≤(𝑤)𝐿1𝐿2𝐶

(4-15)带阻尼环节的滤波器从LCL型滤波器的幅频特性曲线(图4-16)4-16加入阻尼电阻后，LCL型滤波器的传递函数为：𝑑𝐺(𝑠)= 𝑠𝑅𝑑𝐶1𝑑𝑠[𝑠2𝐿1𝐿2𝐶𝑠𝑅𝑑𝐶(𝐿1𝐿2)(𝐿1𝐿2)]

(4-16)LL1L2C逆变器电网Rd图4-16LCL滤波器公式(4-16)与公式(4-2)型滤波器是由一个积分环无阻尼状态。振荡环节在谐振频率处等幅振荡，不稳定。而加入阻尼电阻后，LCL型滤波器是由一个积分环节、一个比例微分环节及一个振荡环节构成。其中振荡环节的阻尼比为：ξ=𝑅𝑑×√(𝐿1𝐿2)𝐶

(4-17)2 𝐿1𝐿2M

500-50-100-150

BodeDiagram-200

102

104

106Frequency(red/sec)图4-17LCL型滤波器的幅频特性曲线由公式(4-17)s平面的负半平面移动，谐振尖峰减小，振荡环节趋于稳定。但是由于加入了一个比例微-40dB/dec4-17给出了加入阻尼电阻后LCL型滤波器的幅频特性曲线。除了以上几点，选取阻尼电阻时还应考虑功率损耗等因素。为了既能达到良好的抑制高次电流谐波的效果，又能有效的减小谐波尖峰，同时兼顾阻尼电阻上的功率损耗，一般选取阻尼电阻为谐振频率电容阻抗的1/3，即：= 1 3×2𝜋𝑓𝑅×𝐶

(4-18)=1000W=220fsw=20kHz，1电网频率f=50HzL=9.15mH，1G2电网侧电感L=1.83mH，电容C=9.288uF，阻尼电阻R=5Ω。2d调制方式的确定umumutr-utrtttttut1u0ut20ut3u0ut40图4-18SPWM调制方式原理图正弦脉宽调制[22](SPWM)技术因其控制简单、输出谐波可控、响应速度快，是目前4-18分别与两个极性相反的三角载波utr和-utr的脉冲序列ut1、ut2和ut3、ut4，分别驱动全桥逆变电路中四个功率开关管的导通与关断，使逆变桥输出电压的脉宽也按正弦规律分布。相比于单极性SPWM调制方式，在此种倍频调制方式下，逆变器的开关管在高频工作状态下会增加开关管损耗，但单极性倍频SPWM关频率fs下，逆变器输出电压的脉动频率被提高了一倍，就会使得输出电压谐波含量削同时也降低了系统的体积以及工艺成本。因此，为了让输出电感工作在高频状态以减小体积、抑制谐波和提高系统效率，本文的逆变器采用单级性倍频的SPWM调制方式。本文选择开关频率fs=20kHz，则逆变器输出电压的实际载波频率fc=2fs=40kHz。并网逆变器的建模与仿真Discrete,Ts=1e-005s.本文选取额定功率P=1000W网系统中直流母线电压为350~400V，因此本文以U=400V的直流电压源模拟并网系统的直流母线电压，以220V/50Hz的交流电压源模拟无穷大电网。利用Matlab/Simulink[17]台搭建并网仿真模型如图4-19LCL具体参数如下：L1=9.15mHL2=1.83mHDiscrete,Ts=1e-005s.L1powerguiL1powerguiL2+i-DC/ACcontrolDC/ACC+gDCAv-+-BR图4-19逆变器仿真模型1I2 -K-UGain1

PID(s)PIDControllerSaturation

>=RelationalOperator1>=RelationalOperator

1PWM图4-20DC/ACControl模块内部结构图4-19中DC/ACControl4-20根据前面的分析，本文采用固定开关频率的电流闭环控制算法，模块中的输入电流I作为I=P/U，可以确定该控制系统的额定基准电流的幅值I*=6.4283A，为了保证基准电流的相位与电网电压相位相同，本文利用电网电压uG作为控制系统的另一个输入端来构成基准电流i*，即i*(6.4283/311)uG。设置仿真时间t=0.1s，逆变器开关频率为fs=20kHz，仿真类型采用离散类型，仿真算法采用系统默认的ode45，采样频率取为100kHz。分别对闭环反馈的电流为iL2和iL1时进行仿真。由于系统要求并网电流与电网电压同频同相，如果直接采用并网电流iL2作为电流闭环的反馈电流，针对这个参数的LCL滤波器，