复合左右手圆极化漏波天线的实现

复合左右手圆极化漏波天线的实现

郭远明摘要：一个基于基片集成的复合左右手介质波导的圆极化的漏波天线在这里被研究了，在这个天线上一系列的交趾电容被引入到了回路中，它们是通过在波导的表面蚀刻一些细缝，以达到复合左右手的功能。两个对称的漏播传输线被平行的放置在一起，他们有着正交的极化方向，并且激励源的相位相差90度，以此来产生单一圆极化模式的波，这个天线的主波束方向可以通过改变频率来进行连续的控制，并且在主波束的辐射方向保持一个较低的前后比（低于3dB），这个天线的辐射特性已经经过仿真和实际测量证实，他们与理论值有很好的吻合性。关键词：圆极化复合左右手漏波天线介质完整波导1，简介标准和周期性结构的传输线型的漏波天线已经被深入的研究和广泛的应用，他们有着较宽的电压驻波比，频率扫描特性和尖锐的波束性。传统的漏波天线由于其扫描范围的限制，特别是他不能进行侧向扫描。最近，由于复合左右手材料在其左手区域支持后向波束传播，而被广泛的关注。因为符合左右手漏波天线能够提供连续的从侧向到轴向的扫描的能力，所以他被当做一种满意的辐射结构，各种基于不同理论的天线结构已经被提出和应用，它们大多数是产生一种能够进行频率扫描的线极化波，然而人们希望在信息传播中能够通过圆极化波改善接收信号的质量，而在主波束的扫描过程中如何保持单一的圆极化波对我们来说是一个挑战。在这篇文章中，提出了一个基于基片集成波导技术的复合左右手圆极化的漏波天线。基片集成波导提供的了一些好的性能，比如低剖面，低成本，高品质因数，很好的兼容性，在文献[3],[4]中，讨论了两个基于完整介质波导的漏波天线，前者是复合左右手类型的，后者是传统类型的。文章中的天线结构是两个对称放置在一起的基于完整波导的复合左右手漏波天线，它们的金属表面上刻有倾斜45度的手指状的插槽，这些细缝起着一系列电容的作用，与波导本身固有的电感为后向波束的传播提供必要的条件，一个半功率的方向耦合器也被设计用来给这个天线馈电，通过两个等幅相位相差九十度的激励源，给正交极化的行波结构馈电，就得到了圆极化波。它具有从侧向到轴向的扫描特性，并且它的圆极化特性已经通过了仿真和实际测量的检验。2推荐的结构和它的工作特性本文提供的漏波结构如图1所示，图1（a）和图1（b）是基本单元，整个漏波天线的模型放置在如图1（c）所示的坐标系中。从图中可以看到，在基本单元的两侧有许多连接到金属底板的过孔，那些在金属表面的细槽与传播方向倾斜成45度角，两个对称的漏波传输线并排的放置在一起，他们中间有一段小的距离，这用来增强独立特性，它们如图1（b）和1（c）所示。

(C)当它们的将激励源相位相差90度时，它们能够产生两个正交的线极化波，进而合成圆极化波，这个天线建立在Roger5880上，它的厚度是1.27mm,相对介电常数是2.2，那些金属过孔的半径是0.8mm,两个过孔圆心的距离是1.5mm.图2是图1（a）的等价电路，图1（a）的金属表面和接地板可以等效成具有串联电感和并联电容的两条传输线，那些金属过孔提供并联的电感，而那些交趾电容C1也被引入到这个模型之中，进而构成复合左右手结构，天线的左手特性来自电容C1和电感L1，那些指针状的电容，被旋转成45度，用以产生45度的线极化波，通过增加缝隙的宽度和细缝的长度。图表3是图表1（a）所示结构单元的S参数仿真散布曲线，从图表中我们可以看到在频率等于8.25Gh时获得了一个平衡状态（没有驻波），我们需要注意的是，在大多数情况下，当天线没有处于平衡状态时，在左手区和右手区之间一个阻带，空气线也被绘制在图上，它将图表分成两部分：在线上方的辐射区（快播区）和在线下方的导波区（慢波区）。Fig.2.EquivalentcircuitmodeloftheCRLH-SIWelement.

NHOJ&&nbGt08040.6Pp/nNHOJ&&nbGt08040.6Pp/nFig,3,DispersiondiagramoftheCRLH-SIWunit-cellshowninFig.1(a)obtainedfromHFSSS-parametersimulation.Theparametervaluesare:=0.545mm.w粉=0.4nun.hh=12Amm./?=9Anim.and/=3」ninL3仿真在前面部分已经对基于单个结构的单元进行了分析，这里首先将对具有十四个单元的单个辐射传输线的漏播特性进行研究，然后将对两个对称放置的能够产生圆极化的传输线进行整体的仿真和探究，所有的这些仿真都是基于HFSS软件。图表4所示的是单个漏播传输线的S参数，它的结构插入在这个图表中，那十四个单元的尺寸大小与图表3中讨论的是一模一样，参数完全相同。一条逐渐变窄的传输线用来优化阻抗，使输入和输出端口的阻抗在较宽的频率范围内实现阻抗匹配，天线的左手区域和右手区域被过渡频率8.2Ghz分开，虽然我们可以从图表中看到天线的结构单元的分布曲线在左手区和右手区之间是无缝隙的，但是这个传输线并不是出于完全平衡状态。这是由于这个有限长的漏波传输线并不能给它的结构单元提供一个周期性的边界条件，图表五示出了基于基片集成波导的传输线的仿真辐射模型，从中我们可以清晰的看到辐射波束可以全向扫描，由于等效的天线缝隙大小减小，天线的波束宽度在频率较低时反而更宽，我们也必须谨记天线的合成极化平面与缝隙的方向是一致的，它与x-z平面旋转45度的平面重合。通过给两个具有正交极化方向的辐射线施加相差90度的激励源，来获得圆极化的波束。在设置仿真馈电端口时，端口1和端口4的信号具有幅度相同，相位相差90度的特点。图表6给出了仿真时天线在左手区，侧向区，右手区的增益特性，从表6（b）中可以看到这个天线在右手区是圆极化的，在8.2Ghz时交叉极化方向的幅度比主波束方向的幅度低20dB，一般来说，在实际中，右手区的增益要比左手区要高，这是由于随着频率的升高，天线的尺寸相对于波长来说是增加的。由于天线的反射很显著，我们可以想象它的侧向增益相对而言比较低。图表7给出了天线在不同频率时的轴比，很显然天线轴比低于3dB的区域也随着主波束进行扫描，在图7（a）中我们必须指出，天线的圆极化特性在低频端会出现恶化，这是由于两个辐射线间的耦合已经不能忽略所致。Frequency(GHz)Fig.4.Simulated5-ParametersforthesingleradiatingTL.mB-slu我而dp(DZMm£」oN/rr(/ththiFrequency*二231■73675'■■mB-slu我而dp(DZMm£」oN/rr(/ththiFrequency*二231■73675'■■-178—82&59.09.5110■10.5■11(GHz)20

-120-&Q书。-30030Theta(deg)60&0120Fig.5.Simulated£-planeradiationpanernsfrequencies.inazplaneatdifferent-ms-cs-i”-9060-MQ®6CW120部牌KMM0MMT恤姑(de«lTlheta(de@)I9flIR慎E，“0wavwlhetu|{£eq)Fie.&.Simulated^ainpatte「rtsotthecircularlypolarizedantenna,inx-2planein{aiLHrecionB(b)BraadsidE(al8.2C3HzlandfcjRHr^Eion.-u却-so-16Thi^a(deg)GOf-Tf7jraL小曲11-s43£4ioomThelafdeg)<32?D卫］M5QmTh-eiaqdegjmsoFie.7.SimulatedAR.ofthecircularlypolarizedantcnnBinx-2planein{aiLHregion,{bi日「wdiide.andfejRHreFie.7.4实验为了能够产生两个具有相同幅度，相位相差90度的信号，对一个基于完整波导的3dB方向耦合器也进行了设计，具体方法见文献【5】，它们在Roger5880的介质上运用标准的PCB程序进行实现，它的厚度是1.27mm。图表8给出了一张组件的照片。通过连接构造的耦合器和之前介绍过的天线，我们就可以得到圆极化的天线，图表9给出了这个天线的测量S参数，我们可以看到在整个区域内反射系数（S11）都低「11dB,它的隔离参数（S41）在8.2Ghz附近达到最大值，在低于7.2Ghz时就变坏了，这是合理的，因为反射波从两条漏波传输线到达端口1时有180度的突变相位，而这刚好相互抵消。然而在端口4处，它们相位是同步的，因此两个波刚好重合，这是由于90度的方向耦合器所导致的，所以S41的形状与单个辐射线的反射是相似的。我们已经在我们的高频中心测试了这副天线近场的辐射特性和轴比，图表10，给出了五个不同频率时的归一化辐射特性，不仅有主极化的辐射特性，而且还有交叉极化的辐射特性，图10（a），（b），（c）分别证明了天线波束在后向，侧向，前向的扫描特性。下面是天线的实际测量方向特性：7.5Ghz时是10.45dB;7.8Ghz时是10.71dB;

8.2Ghz时是11.52dB；10.71Ghz时是3.22dB，10Ghz时是14.556dB，在以上的频率点上的轴比如图11所示，我们可以看到在大多数情况下主波束辐射方向的的轴比要低于3dB。仿真和实际测量的轴比结果有些差异，这是由于带宽的限制和3dB耦合器不是理想的所导致的。另外，结构误差能够使两个漏波天线的性能改变，，进而影响轴比。iCQPJ世由苛E痴」9a・sFie.S.PhotographiCQPJ世由苛E痴」9a・sFie.S.PhotographoftheLibricatedcomponents.-4D857Pm1540H5IQflW5HflFrequency(GH?)Fl匚9.Measured5-PanimctiisoftheentireciizularlypolarizedLWA.ijj：K40JOO'鸵40Wijj：K40JOO'鸵40W屹0Tiieta{dfraj-皿WVUR甯□.P<I±1«M口壬■M诵0皱WWM«IM1旭ha4d«Dt缶施13."rap』-in•通50田iQU60釜Tiiela汨顷⑶(切化}Fig.LO.Measured£-plancpatternsofthecircularlypolarizedantenrain.r-zplanein(a)LHreEion.(b)bradside.and(c)RHregion.在5STEft-xcIDg1。在5STEft-xcIDg1。29MTMIhEgffipFQ荀tr⑶w同Fig.1.1.Measured.AR.ofthe