LED驱动变压器设计计算公式 - 图文-

LF-GOE100YA0920A电源设计计算书电源的主要特性及功能描述;输入电压范围AC90V~AC305V,额定输入电压范围AC100V~AC277V.输入电源工作频率47Hz~63Hz,额定输入频率50Hz~60Hz.输出功率112W,额定输出DC90V~DC120V@0.92A开路输出电压:小于135V,短路输入功率:小于15W.效率:90Vacinput大于87%,220Vacinput大于89%,277Vacinput大于90%.输出纹波:在输入电压范围内,纹波电压小于1.2V,其它功能附详细的规格书.电源的相关参数设计计算如下:1.对于电源工作保险丝的选定Pin(max=Po(max/Eff=121.716W/0.80=152.145W(按照电源起动到PFC电压还没升起来的这段时间的效率并适当取低一点点进行计算,否则,频繁的开关机有可能会冲坏保险丝.Iinrms(max=Pin(max/Vin(min=152.145W/75V=2.029A(最小输入电压根据电源的最低起动电压计算,这款电源设定最低起机电压为75V,允许电源在最低起机电压下带额定负载起机考虑到电路中PFC校正值并不是完整的1,需要除以0.99的功率因素,以及查相关的保险丝的图表所得,在最高工作环境温度65度时,需扣除0.8的过热等因素引起的加速熔断的折扣率,再除以安规要求的0.75的折扣率,即保险丝因选择:2.029A/0.99/0.8/0.75=3.416A.由于PFC+PWM两极架构的电源开机讯间的输入浪涌电流非常大,加热敏电阻后也能达到近80A,由此保险丝需选择大于3.416A的高分断能力的慢断型。再考虑到这款LED电源是使用在室外的路灯上,需要承受较多且较大的雷击,按照规格要求是线对线打4KV,需选择耐4KV以上雷击的保险丝。综合以上对此款产品的保险丝最小应选择AC300V5A慢断型保险丝。2.桥堆的选定:依据前面的计算知道,电源的最大输入功率为152.145W,最大输入RMS电流是2.029A,(最低输入电压频繁开关机,输出带满负载工作,此时PFC电路还没开始工作桥堆输出最低直流电压:DC(min=AC75V*1.35=DC101.25V.(输入电压降额到AC75V,全波整流后的输出最大电压为输入的有效电压乘以根号2,但是随着输出带负载越大这个系数将会越低,这里取1.35,这个值不可以按照PFC上的输出电压进行计算,因为起机的时候PFC还没有开始工作,如果按照工作以后PFC上的电压进行计算,那当电源频繁的开关机动作的时候,桥堆将会被电流冲坏。输入功率除以桥堆后的输出DC电压就得到了桥堆的输出平均电流:152.145W/101.25V=1.5027A..一般二极管类的元器件,考虑工作峰值电流的冲击,热损耗及高环境温度下工作等因素,这里按照输出平均电流的三倍进行取值。得:1.5027A*3=4.508A,由于5A的桥堆不常见,这里直接取6A的桥堆。6AGBU桥堆的currentdurationcurve.由上面的降额曲线可得出,桥堆本体温度在120度以内,整流后都能保证持续输出4.5A没有问题。根据规格书的要求,输入最高有效值电压为AC305V,输出最大的直流电压为AC305V*1.414=427V根据上面图表可知,按照耐电压的要求,选用GBU606/GBU608/GBU610都是比较安全的。3.PFC电路的设计.(选择CRM模式的BOOST电路做为PFC电路输入90Vac‐305Vac,输出电压420V(根据规格书的要求,PFC在输入最高为277Vac时要求大于0.92,可定义PFC输出电压为比277Vac整流后大25V到35V,可保证PF值满足要求.根据经验,PFC电感先选用RM10型号,下文将通过计算验证是否合理。先根据输入的条件计算PFC电感量。由于PFC电感量并不是非常严格的,只要保证电路的工作频率不进入到音频范围内就可以了。计算方式如下:由公式可计算出PFC的电感量。其中Vrms为输入有效值电压,Ton为开关管的导通时间,E为PFC电路的效率,Po为电源输出功率。由公式可计算出PFC的关断时间,进而可计算出PFC的最小工作频率。定义电感量为450uH,计算最低输入电压450uH=180^2*Ton*0.95/2*122Ton=3.567us.T=Ton+Toff=3.567us+5.476us=9.43usFs=106.04KHz.计算最高输入电压450uH=277^2*Ton*0.95/2*122Ton=1.506usT=Ton+Toff=1.506us+2.827us=22.333usFs=44.78KHz.计算在最低AC90V输入电压450uH=90^2*Ton*0.95/2*100Ton=11.70usT=Ton+Toff=11.70+10.43=22.13usFs=45.19KHz计算在低压段最高输入电压450uH=175^2*Ton*0.95/2*100Ton=3.09usT=Ton+Toff=3.09us+33.91us=37usFs=27KHz.PFC输出电压按照两段式输出,即在输入有效值电压小于AC175V时,PFC输出电压设定为270V,在输入有效值电压大于AC175V时,PFC输出电压设定为420V。根据以上计算的工作频率,取电感量为450uH,在AC90V‐AC277V范围内,PFC的工作频率均远超过20KHz的最高音频,最高工作频率在100多一点点KHz。因此,PFC电感将不会发出人耳能听到的声音出来,也不会给传导辐射带来很大麻烦。流过PFC电感及MOS管的峰值电流:由于选用的PFC电路是工作在临界模式的BOOST电路,流过PFC电感及MOS管的峰值电流为正弦波峰值电流的2倍,且在最低输入电压下达到最大:Ipk=2*√2*Po/Vin(rmsmin*Eff=2*√2*121.716/90*0.90=4.25A.Po为输出最大功率Vin(rmsmin为输入的最低有效电压Eff为PFC的效率PFC电感最少匝数:N=L*Ipk/Ae*△B=450uH*4.25A/98*0.30=65TS,因此,PFC电感的匝数最少必须大于65匝,才能保证磁感应强度控制在小于0.30特斯拉,保证变压器不会出现饱和现象。(此PFC电感是按照输出功率100W,电压及电流均偏5%上限的极端情况设定的,如果能控制输出电压的精度,PFC电感的匝数还可以减小一点点,漆包线线径可根据实际的情况选择。PFCMOS管的选定如下:根据上图,12A的MOS管在本体温度升高到100度时,允许通过的电流降低到7.7A,根据左边的Derating温度降额曲线可知,管子的本体温度在125度时,允许通过的电流大约为5A,是大于计算得出的峰值电流4.25A的,因此这款PFC的MOS管选择是比较安全可靠的。至于MOS管的耐压选择,这个和很多因素有关,包括PFC电感的漏感,PCB走线造成的干扰,输入电压,吸收电路以及允许的降额等级等等因素有关,需要充分考虑选择,此款暂时选择650V耐压的。PFC升压二极管的选定如下:前面已经说过,一般二极管类的元器件,需按照输出平均电流的三倍进行取值。查阅一款UF1006CT超快恢复二极管的特性曲线,可得出选用UF1006CT是安全可靠的。从二极管温度降额曲线可以得出,管子温度达到120度是能在这款产品下正常工作的,但是当管子的温度达到130度,二极管输出电流降到了接近4A,是小于PFC电感最大峰值电流4.25A的,也就是说,这会存在管子被击穿损坏的风险。按照BOOST拓扑的结构,二极管的最大反向耐压就是输出最大电压,这款电源设定的BOOST输出电压为420V,假定输出电压偏设定的上限公差并再留取10%的耐压余量,可得:二极管反向耐压选择为:420*1.05/0.9=490V,查询下表特性可知,选择UF1006CT超快恢复二极管是安全可靠的。PFC输出电解电容的选型,这种电解电容一般有两种方式可以定义:a.按照PFC电路的输出保持时间;b.按照输出电压的纹波大小.这里选择按照输出电压的保持时间去计算使用输出电解电容的容量,一般定义保持时间为20ms,(解释一下为什么定义20ms,当输入工作电压在低压段,由于某些原因,线路在供电的过程中丢失了一个周期,也就是说60Hz供电的线路在某一个时间段内有最大16.67毫秒是没有供电的,一般的低压段线路的频率都是60Hz,50Hz只工作在高压段供电,供电电压不可能会跌落到低压段,也就是说低压段不可能存在50Hz的供电。下面的计算是按照丢失一个周期计算的,如果要求能抵抗更长的供电丢失周期,需要折算成保持时间去定义电解电容的容量。C=2Po*Thold/Vbusnor^2‐Vbusmin^2=2*121.716W*20*10^‐3/270^2-(√2*AC80V^2=243.432*20*10^‐3/72900‐12769=80.97uF(按照低压段计算,欠压关断电压定义为AC80V一般电解电容的容量都是控制在±20%,计算得出来的80uF为下限电容,由于还有其它电源有PFC电压需要设定大于450V的,为了兼容,实际选用了100uF/500V的电解电容。上面的计算都是考虑在最差极限的情况下得出来的,实际测试的效果会更好些,代入电源实际的参数可以计算出PFC电源的实际保持时间。PWM变压器的选型.(选择反激式准谐振架构做为电源的PWM电路按照输入输出的要求及元器件的耐压,确定变压器的匝比:输入电压范围AC90~AC305V,PFC大电解电容的电压值:DC270V~DC420V~DC432V(305*√2输出电压范围DC90V~DC121V.初级MOS管的应力:V(mospk=Vbus+n*(Vo+Vf+Vlk次级整流二极管的应力:V(Dpk=Vbus/n+Vo+Vf,(Vbus为PFC输出电压,n*Vo为输出电压反射到初级的电压,n为变压器初级比次级的匝数比,Vo为输出电压,Vlk为初级漏感产生的电压,Vf为输出整流二极管的导通压降考虑到路灯电源工作环境比较恶劣,灌胶后电源内部整体的温度都比较均衡,需要尽量提高电源的效率去降低电源的发热,从而延长电源的寿命,特别是对电解电容有非常大的意义,因此,PWM的MOS管选用耐压800V的管子,尽量加大反射电压把占空比调到最大。MOS管保留10%的余量,可得到:V(mospk=Vbus+n*(Vo+Vf+Vlk720V=432V+n*(121+1+80V(暂定Vlk为80Vn=1.7(变压器初次级匝比不能超过这个数值,否则MOS管将会有风险.低压满载时,PWM的工作频率最低,原则是在最低输入电压下,带载最大时频率不能低于20KHz,否则进入音频会有噪音出来。频率太低,变压器的磁滞损耗会加大,传递能量的能力会降低,暂定为60KHz,得出变压器的电感量:Dmax=n(Vo+Vf/Vbus+n*(Vo+Vf=1.7*122/(1.7*122+270=0.434(暂定变压器匝比为1.7,在低压输入下占空比最大Lp=Vdc^2*Dmax^2*Eff/2Po*Fs=270^2*0.434^2*0.93/2*121.716*60*10^3=870uHNp=Vbus*Ton/△B*Ae=270V*7.23uS/0.28*170=42Ts.(取整数Ns=Np/n=42Ts/1.7=25Ts(1.7的匝比为最大值,留取一定的余量,并且初次级匝数都为偶数,可以更方便变压器使用三明治绕线,经过配比,初级定为46Ts,次级定为28匝,匝比为46/28=1.643.再次确认最终的Dmax=n(Vo+Vf/Vbus+n*(Vo+Vf=1.643*122/(1.643*122+270=0.426.确认最终的变压器初级绕组感量:Lp=Vdc^2*Dmax^2*Eff/2Po*Fs=270^2*0.426^2*0.93/2*121.716*60*10^3=840uH.D=n(Vo+Vf/Vbus+n*(Vo+Vf=1.643*122/(1.643*122+420=0.323.Fs=Vdc^2*D^2*Eff/2Po*Lp=420^2*0.323^2*0.93/2*121.716*840uH=83.7KHz(高压段输出带满载Fs=Vdc^2*D^2*Eff/2Po*Lp=420^2*0.323^2*0.93/2*(90V*0.92A*95%*840uH=88.4KHz(在高压段输出带最小载时,如果频率高于IC规定的上限130KHz,电源PWM端的MOS管将在第一个波谷与第二个波谷之间切换,造成电源不稳定并且会有可能发出音频噪音,从上面的计算来看,这种情况是不会发生的初级绕组通过的峰值电流及有效值电流IPK=Vbus*Dmax/L*Fs=270V*0.426/840uH*60*10^3=2.282A.(低压段MOS管上的峰峰值电流IpRMS=IPK*(Dmax/3^0.5=2.282*(0.426/3^0.5=0.86A.(低压段MOS管上的有效值电流IPK=Vbus*D/L*Fs=420V*0.323/840uH*83.7*10^3=1.93A(高压段MOS管上的峰峰值电流.MOS管的选